发布时间：2023-03-17 18:02:48
序言：写作是分享个人见解和探索未知领域的桥梁，我们为您精选了8篇的滤波器设计论文样本，期待这些样本能够为您提供丰富的参考和启发，请尽情阅读。
该滤波器幅频特性自动测试仪的功能是能够输出可调频率的正弦波给被测滤波器,并测量经过滤波电路后的正弦波信号的变化,从而得出被测电路的幅频特性。下面是幅频特性检测的大致步骤即本文安排:第一章是前言,介绍了课题的研究背景,国内外对幅频特性测试系统的研究现状,以及论文的选题背景及意义。第二章主要是系统的系统设计部分,首先对滤波器的设计原则与方法进行了介绍,然后设计了一个六阶带通滤波器,对电路原理进行了设计仿真,最后提出了系统设计原理、设计指标与系统结构。第三章主要介绍了硬件电路部分的设计输入与设计输出。采用直接数字式频率合成的方法产生正弦波。选取LM324作为幅度控制电路,矩阵式键盘用来完成功能选择、参数输入。第四章主要是信号处理部分,单片机与上位机之间进行串口通信,方便进行数据处理、仿真,最后进行绘图。第五章主要介绍图形用户界面GUI,系统测试方法与不同测试方法对比,章末进行了误差分析。第六章对整篇文章进行总结,最后提出改进措施。
3滤波器幅频特性自动测试系统硬件电路设计……………………17
3.1正弦扫频信号发生模块………………17
3.1.1正弦扫频信号方案选择………………17
3.1.2 DDS基本原理………………18
3.1.3 DDS芯片介绍………………19
3.1.4 AD9833芯片波形产生原理 ………………20
3.1.5 DDS硬件设计………………20
3.2数据处理及控制电路………………22
3.3幅度控制模块………………23
3.3.1芯片简介………………24
3.3.2幅度控制电路………………24
3.4键盘及显示模块………………25
4滤波器幅频特性自动测试系统软件设计……………… 31
4.1软件幵发环境………………31
4.2软件设计方法………………32
4.3系统流程图………………37
5滤波器幅频特性自动测试系统测试方法……………… 39
5.1 GUI图形用户界面………………39
5.2系统测试………………40
关键词：再入段；UKF；联邦滤波；组合导航；可重复使用运载器
中图分类号：V249.32；TP391.9 文献标志码：A
Reentry integrated navigation of reusable launch vehicle based on federated UKF algorithm
REN Fang，LUO Jianjun
(School of Astronautics，Northwestern Polytechnical Univ.，Xi’an 710072，China)
Abstract：With the reentry problem in astronautic technology field，the Unscented Kalman Filter(UKF) algorithm is designed based on federated filter according to the nonlinear characteristic of the state equations in navigation system. And it is applied in the integrated navigation system of Reusable Launch Vehicle(RLV). The integrated navigation system of RLV which includes inertial navigation，satellite navigation and celestial navigation is simulated and compared with the system based on traditional federated filtering algorithm. The result demonstrates that the integrated navigation method and the UKF algorithm based on federated filtering can improve the navigation precision，robustness and reliability.
Key words：reentry；unscented Kalman filter；federated filtering；integrated navigation；reusable launch vehicle
0 引 言
可重复使用运载器(Reusable Launch Vehicle，RLV)是指可以重复使用的、能迅速穿越大气层、自由往返于地球与太空之间的多用途航天器.RLV是降低航天运输费用的有效手段，是未来航天领域发展的必然趋势，而导航系统是RLV的关键技术之一.与航天飞机相比，RLV更重视导航系统的自主性、自适应性、鲁棒性和智能化.[1] 再入问题一直是航天领域科技发展的重点与难点.本文参考国外RLV再入段导航系统现状，给出再入段组合导航方案，并推导再入段非线性状态方程，对再入段组合导航方案进行研究.
UKF(Unscented Kalman Filter)是JULIER等[2，3]提出的1种新的状态估计方法.对于线性系统，UKF的滤波性能与卡尔曼滤波相当；但对于非线性系统，其性能则明显优于推广卡尔曼滤波.[4]本文对RLV再入段组合导航设计基于UKF的联邦滤波算法，仿真试验表明这种方法的可行性.
1 组合导航方案设计
RLV再入段飞行的特点是速度快、攻角大、气动力干扰大，飞行过程中存在黑障现象.X-33的再入段就采用GPS/INS组合导航.
GPS/INS组合可以得到较稳定的位置、速度信息，适中的姿态精度信息，但在黑障区GPS导航失效.天文导航是完全自主的导航方法，基本原理是通过姿态敏感器测量航天器与天体的几何关系，确定航天器的轨道位置，有良好的自主性.[5]惯性/天文组合导航可以在黑障区完成导航任务[1]，经过黑障区后重新捕获GPS信号，对惯性导航进行校正.因此，惯性/卫星/天文组合导航是可行的导航方案.
2 基于联邦滤波的UKF算法
传统的导航滤波器采用扩展卡尔曼滤波(Extended Kalman Filter，EKF)算法，但对非线性系统EKF不能满足局部线性化假设会导致滤波器性能不稳定.UKF是1种解决非线性问题的新方法，基本思想仍然采用与EKF类似的1套递推公式，通过状态与误差协方差的递推以及利用量测时刻的信息进行更新来估计状态的均值和方差.与EKF不同的是，UKF利用一系列近似高斯分布的采样点，通过UT变换进行状态与误差协方差的递推和更新，不需要计算状态方程和测量方程的Jacobian矩阵，不存在线性化误差，滤波精度优于EKF.因此，针对RLV再入段的状态方程非线性特点，用UKF可以获得更好的滤波精度.
联邦滤波由若干子滤波器和1个主滤波器组成.子滤波器根据各自的观测模型和测量数据进行测量更新，输出局部估计结果；主滤波器处理和融合所有的局部输出，给出全局状态估计，融合后的结果反馈到各子滤波器中，作为下一周期的初值.联邦滤波提高系统的容错能力，但传统联邦滤波中各子滤波器一般用EKF实现，对于非线性系统，滤波精度和稳定性会受影响.本文将UKF方法应用到联邦滤波中，极大提高滤波器的性能.联邦滤波的算法流程如下：(1)确定各子滤波器和主滤波器的初始信息(状态初值及其协方差阵、系统噪声协方差阵、量测噪声协方差阵).(2)信息分配：选择βm=0，βi=1/N的有重置结构，见图1.
由表1和2可以看出，UKF的滤波精度高于EKF.在黑障前UKF虽优于EKF，但优势不明显；在发生黑障后，UKF相对EKF的优势明显，特别是可以有效减小位置估计误差.因此，在黑障发生前使用EKF和UKF均可，但在黑障发生后使用UKF算法较好.
5 结 论
研究可重复使用飞行器再入段组合导航，设计惯性/卫星/天文组合导航方案和基于UKF的联邦滤波算法.结果表明该方案位置精度约为10 m，速度精度为0.05 m/s，姿态精度为0.05°.联邦滤波保证了导航系统的高精度和稳定性.将UKF算法应用到联邦滤波中，比传统的EKF方法能获得更高的精度和更好的鲁棒性.
参考文献：
[1]李瑾，杨博. 可重复使用运载器再入段导航关键技术研究[EB/OL]. 中国科技论文在线，[2007-03-13]. http：///paper.php?serial_number=200703-176.
[2]JULIER S J，UHLMANN J K，DURRANT-WHYTE H F. A new approach for filtering nonlinear systems[C]// Proc American Contr Conf，Seattle，USA，1995：1 628-1 632.
[3]JULIER S J，UHLMANN J K. Unscented filtering and nonlinear estimation[J]. Proc IEEE，2004，92(3)：401-422.
[4]张 瑜，房建成. 基于Unscented卡尔曼滤波器的卫星自主天文导航研究[J]. 宇航学报，2003，24(6)：646-650.
[5]刘 勇，徐世杰. 基于联邦UKF算法的月球探测器自组合导航[J]. 宇航学报，2006，27(3)：518-521.
关键词：滤波器 集成波导 频率变换
中图分类号：TN713.5 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）12-0153-01
1 腔体耦合带通滤波器的设计步骤
腔体耦合带通滤波器的设计可分为如下七个步骤：
（1）根据设计指标对带内纹波的要求，选定滤波器是切比雪夫型还是巴特沃斯型。一般来讲，在满足通带内的纹波时，都会选取切比雪夫型，因为它截止速率更快，使用元件数量更少，设计简便，易于调整。（2）根据需要截止的频率，计算出低通原形滤波器需要的元件个数n。若n计算得到非整数，则n取稍大一些的整数。（3）若选取切比雪夫型滤波器，根据通带内可容忍的纹波程度的大小，以及元件个数n，查表得到原形低通滤波器中各个元件的值。（4）根据设计指标中的带宽要求，计算出输入、输出腔的外部品质因数与各腔体之间的耦合系数。（5）根据设计要求的中心频率，可得到基片集成波导谐振器的长度和宽度，一般情况下，使用正方形的谐振器。（6）根据谐振器的结构设计耦合结构。可以选择电耦合、磁耦合，是感性耦合还是金属通孔耦合等，提取输入、输出腔体的品质因数和各个腔体之间的耦合系数。（7）整体仿真，对耦合系数、外部品质因数、各腔体之间谐振频率等敏感参数进行微调，使滤波器达到最佳性能。
这七个步骤为本章腔体滤波器设计的基础。本节将详细叙述一款三腔体耦合带通滤波器，从滤波器设计指标的要求出发，到如和计算外部品质因数和耦合系数，再到如何在电磁仿真软件中提取计算所得参数。
2 三腔耦合带通滤波器详细设计
（5）设计此滤波器为感性耦合，为了使结构更加紧凑，采用共面波导馈电，建立单腔模型，来提取外部品质因数。谐振腔的外部品质因数，L1越长，外部品质因数越低；相反L1越短，谐振腔的外部品质因数越高。通过L1可以调节到我们需要的外部品质因数。如图1所示，不同外部品质因数时的回波损耗曲线，通过扫描一系列的L1，可以拟合出一条反映L1与外部品质因数之间关系的曲线。通过拟合的曲线可以得到我们需要的谐振腔外部品质因数时L1的长度，如图1所示。从拟合曲线中读数，我们可以得出L1的长度为1.086mm时，其外部品质因数为53.21。
（6）提取耦合系数，建立双腔模型。其中两腔体的耦合就是靠它们共用的金属通孔壁上的窗口进行的，窗口宽度为La。La越大，两腔的耦合作用越强，La越小，两腔的耦合作用越弱。调节La即可得到需要的耦合系数。不同耦合系数时，双腔模型的回波损耗曲线，可以看出，耦合系数越小，两个谐振点（即11S曲线的两个极小值）越靠近。通过扫描一系列的La，可以拟合出一条反映La与耦合系数之间关系的曲线。通过拟合的曲线可以得到我们需要的两个谐振腔的耦合系数，如图5.6所示。从拟合曲线中读数，我们可以得出La的长度为3.98mm时，其外部品质因数为0.02667。
（7）由以上几个步骤我们得到了滤波器的初始尺寸，建立滤波器整体模型，具体参数如表1所示。
分析以上结果，可见带内的回波损耗S11过大，导致带内性能较差，可以调节外部品质因数、耦合系数和谐振腔谐振频率等参数进行改善。中心频率为11.6GHz，与设计目标相吻合。相对带宽为4.4%，比设计要求大一些，这需要减小耦合程度。所以我们通过调节此滤波器的敏感参数如L1、La腔体谐振频率等进行优化。
参考文献
关键词：线性调频信号，产生方法，压缩方法
线性调频信号具有非线性相位谱，能够获得较大的时宽带宽积;与其它脉压信号相比，很容易用数字技术产生，且技术上比较成熟;所用的匹配滤波器对回波信号的多卜勒频移不敏感，因而可以用一个匹配滤波器处理具有不同多卜勒频移的回波信号。这将大大简化信号处理系统，因此它在工程中得到了广泛的应用。采用这种信号的雷达可以同时获得远的作用距离和高的距离分辨率。
一、线性调频信号的产生方法
随着数字技术的发展，以前由模拟方法完成的许多功能逐渐被数字方法所取代，复杂的雷达信号的产生也基本完成了由模拟技术到数字技术的质的转变。因为与模拟方法相比，数字方法具有灵活性好、可靠性高、失真补偿方便，及易于实现相参等明显优越性，现己成为产生高性能线性调频信号的主要方法。数字方法产生线性调频信号的方法主要包括两种，波形存储直读法和直接数字合成法（DDS）。
波形存储直读法是一种经典的基带信号产生方法。它是预先根据采用频率、基带带宽、时宽等信号参数，通过线性调频信号的数学表达式分别计算出两路正交信号的采样值，按照顺序预先写入高速内存中。通过对采用时钟进行计数而顺序产生高速内存译码地址，依次从高速内存中读出预先写入的两路正交信号的采样值。I、Q两路分别经过数模变换、低通滤波产生两路正交线性调频基带信号。这种方法具有原理简单、成本低廉、对器件依赖小等优点，并具有较好的幅相预失真补偿能力，但是存在电路结构比较复杂、需要高速控制电路配合，也增加了软件的复杂度。经正交调制和倍频器，对基带信号进行带宽扩展和频谱搬移，输出所需带宽和频段的线性调频信号。直接数字合成（Direct Digital Synthesis，简称DDS）方法。用这种方法产生的线性调频信号的技术日益受到重视并广泛应用，它是根据线性调频信号的频率线性变化、相位平方变化的特点而设计的。直接数字合成法采用两级相位累加结构来得到线性调频信号的二次变化的相位，然后根据相位值查存储在ROM里的正弦、余弦表，将查得的值经D/A转化得到相应的I、Q两路基带线性调频信号。这种方法通过数控电路能对DDS输出波形、频率、幅度、相位实现精确控制，可在调频带宽内对雷达系统的幅度和相位进行校正，产生近乎理想的线形调频信号。只要改变某些电路的参数设置，就可以改变线性调频信号的时宽和带宽。但由于DDS的全数字的全数字结构，杂散电平高是其自身固有的缺陷。
二、线性调频脉冲信号压缩的实现方法
线性调频脉冲信号的压缩通常有两种方式：模拟压缩和数字压缩。目前模拟式脉冲压缩器件有：具有大带宽、小时宽的声表面波（SAW）器件；中等时宽和中等带宽的体声波反射阵列压缩器等。随着高速、大规模集成电路器件的发展，对于大时宽大带宽信号的脉冲压缩通常采用数字方式压缩。
数字脉冲压缩系统较之模拟方法具有一系列优点：数字法可获得高稳定度、高质量的线性调频信号，脉冲压缩器件在实现匹配滤波的同时，可以方便地实现旁瓣抑制加权处理，既可有效地缩小脉冲压缩系统的设备量，又具有高稳定性和可维护性，并提高了系统的可编程能力。科技论文，压缩方法。因此，数字处理方法获得了广泛的重视和应用。
1、线性调频脉冲信号的时域数字压缩实现
线性调频信号的时域数字脉冲压缩处理，通常在视频进行，并采用I、Q两路正交双通道处理方案，以避免回波信号随机相位的影响，可减少约3dB的系统处理损失。中频回波信号经正交相位检波，还原成基带视频信号，再经A/D变换形成数字信号，进行数字脉冲压缩处理。I、Q双路数字压缩按复相关运算（即匹配滤波）进行，双路相关运算输出经求模处理、D/A变换，输出模拟脉冲压缩信号；I、Q双路相关输出的数字信号还可送后级信号处理。
2、线性调频脉冲信号的频域数字压缩实现
由于高速A/D变换器、大规模集成电路技术以及快速傅立叶变换技术的应用，使宽带信号的实时处理成为可能。科技论文，压缩方法。采用DSP及FPGA的频域数字脉冲压缩处理的优点是处理速度高、工作稳定、重复性好，并且具有较大的灵活性。
3、线性调频脉冲压缩方案
根据线性调频信号的特点及其脉冲压缩原理，数字脉冲压缩系统首先要将回波信号经A/D采样变成数字信号，再进行脉冲压缩。时域数字脉冲压缩实际上是将回波数据与匹配滤波器进行复卷积，而频域数字脉冲压缩则是通过对回波数据进行FFT后，与匹配滤波器的系数进行复数乘法运算，然后再经过IFFT得到压缩脉冲的数字数据。对于N点长度的信号，在时域实现数字脉压，需要进行L2次复数乘法运算，而频域卷积法仅需2L1og2L次复数乘法运算，大大减小了运算工作量。另外，考虑到抑制旁瓣加权函数，若在时域实现数字脉压，不仅要增加存储器，而且运算量将增加一倍，在频域实现抑制旁瓣加权函数，不需增加存储器和运算量。
三、线性调频脉冲信号的加权处理
线性调频信号通过匹配滤波器后，输出脉冲的包络近似Sinc(x)形状。其中最大的第一对旁瓣为主瓣电平的一13.2dB，其他旁瓣电平随其离主瓣的间隔x按1/X的规律衰减，旁瓣零点间隔是1/B。在多目标环境中，这些旁瓣会埋没附近较小目标的主信号，引起目标丢失。为了提高分辨多目标的能力，必须采用旁瓣抑制的措施，简称加权技术。科技论文，压缩方法。加权可以在发射端、接收端或收、发两端上进行，分别称为单向加权或双向加权。科技论文，压缩方法。其方式可以是频率域幅度或相位加权，也可以是时间域幅度或相位加权。科技论文，压缩方法。此外，加权可在射频、中频或视频级中进行。科技论文，压缩方法。为了使发射机工作在最佳功率状态，一般不在发射端进行加权。目前应用最广的是在接受端中频级采用频率域幅度加权。
引入加权网络实质上是对信号进行失配处理，所以它不仅使旁瓣得到抑制，同时使输出信号包络主瓣降低、变宽。换句话说，旁瓣抑制是以信噪比损失及距离分辨力变差为代价的。如何选择加权函数这涉及到最佳准则的确定。考虑到信号的波形和频谱的关系与天线激励和远场的关系具有本质上的共性，人们应用天线设计中的旁瓣抑制原理，曾提出海明加权、余弦平方、余弦四次方加权等几种最佳加权函数。但是这些理想的加权函数都较难实现。因此，只能在旁瓣抑制、主瓣加宽、信噪比损失、旁瓣衰减速度以及技术实现难易等几个方面进行折衷的考虑选取合适的加权函数。
结语：随着数字技术和大规模集成电路技术的飞速发展，数字脉冲压缩(也称脉压)技术以其性能稳定、抗干扰能力强、控制方式灵活以及硬件系统更小型化等优点，逐步取代早期的模拟脉压技术，成为现代脉压系统的发展趋势。特别是近年来高性能通用数字信号处理器的出现，为雷达脉冲压缩处理的数字化实现提供了一种工程实现途径。数字脉压系统的实现可以满足体积小、功耗低和成本低等条件，其相关问题的研究成为国内外广大学者研究的热点问题之一。
参考文献：
1、王世一《数字信号处理（第1版）》[J]北京:北京理工大学出版社1997；
2、任培红《脉冲压缩信号的特点、产生、及压缩方法》[J]电讯技术1999(2)；
3、姜田华《实现直接数字频率合成器的三种技术方案》[J]电子技术应用2004(3)；
【关键词】射频直采；GNSS；FPGA；DDR3；滤波
【Abstract】This paper puts forward a multi-frequency signal acquisition system based on sampling technology of RF satellite signals， simplifying RF front-end， increasing the sampling bandwidth， without mixing， multi-frequency signals can be sampled simultaneously. And then enter the FPGA sampling again to finish digital down conversion， shunts filtering， finally the procedure will be cached into DDR3， using Ethernet to realize the multi-channel signal synchronous acquisition. This method not only makes the RF system simple and flexible， but also reduces the interference caused by the RF front-end， achieving the integrity of the signals， improving the quality of sampling signal. The result of the experiment shows that the system is able to collect data from multiple bands continuously， and verifies the validity of this system through capturing the signals of GNSS.
【Key words】Direct-RF； GNSS； FPGA； DDR3； Filter
0 引言
随着电子技术和用户需求的快速增长，卫星导航技术已广泛应用于国计民生、社会发展的各个领域，并显现出巨大应用潜力。国际四大系统都开始运营，我国的北斗系统建设发展已经有十几年之久，目前只是覆盖亚太区域的东南亚地区，为以后的全球系统建设奠定基础，北斗系统逐渐进入到各个领域，具有重要的军事战略意义和显著的经济效益。
利用多系统进行导航将有效地减小电离层时延误差，提高定位精度，在有遮挡的区域可以提高导航的连续性和有效性。传统的导航接收机，射频前端需要多级混频、放大、滤波，混频器和放大器设计难度较大，如果在多频点和多系统接收机中，这个难度就更大，针对此问题，本文设计研究了射频直接采样GNSS数字电路，规避混频，简化系统结构，增加了系统的灵活性，在接收不同频段信号时，接收机只需要调整前端的滤波器和AD采样率。
1 硬件平台设计
在卫星导航接收机硬件思想描述上，为了保证信号完整性、实时性，按照软件无线电的设计思路，尽量让AD靠近天线端口。若AD具有高增益、高灵敏度、高动态范围，那么前端的设计就可以简化，首先在射频前端用低噪放对信号进行放大、带通滤波，然后对多频信号进行分路滤波，再将滤波后的信号送至高速AD进行采样，通过FPGA进行缓冲和数据处理（FIR数字滤波及抽取），最后将数据封装成帧通过以太网口将数据打包送至上位机，上位机在物理层捕获以太网数据包，解析MAC地址将需要的数据存储到硬盘之中，最后通过软件利用采集到的数据进行捕获跟踪及定位解算，图1（a）为系统整体硬件平台的结构。
1.1 射频前端设计
目前，射频直接采样和数字下变频主要有 2 种实现方式：一种是选择较高采样率对接收信号直接采样，利用抽取滤波（在FPGA上实现）方法降采样率的多系统多频点接收机，可以选用 1600MHz 的 A/D 采样速率（时钟上下沿同时采样可以达到3.2GHZ），由于受到硬件和布线水平的限制，此方法实现难度大；另一种是选择较低的采样率，对几个窄带信号通过射频直接带通采样完成简单的数字下变频，而直采技术具备与模拟射频前端进行多级下变频具有一样的性能。本文将采用前一种设计思路，选择合适的采样率对接收的多路导航信号进行直采，然后利用多相滤波器结构、积分梳状滤波器、半带滤波器与高阶FIR 滤波器等技术设计抽取滤波网络，降低信号采样率，实现多频信号的分离和下变频。
ADC采样时钟来自于频率合成器输出的时钟，为了满足ADC对于采样时钟的相位噪声，本设计使用了10MHz的原子钟作为频率合成器输入，通过FPGA将频率配置成需要的频率，也可以由外部时钟源直接倍频输出。前端需要将信号放大至ADC可以采样的电平，接收到的卫星导航信号能量约为-141dB，GNSS天线增益为50dB，前端的增益足够对信号采样。
1.2 基于射频直接采样的采样频率选择
带通采样定理在频分多路信号的编码、数字接收机的中频采样数字化中有重要的应用。
在系统设计中，使用带通采样定理对射频信号进行采样。根据带通采样定理，采样率将只与信号带宽有关，与载波频率无关，这将使采样率大大降低。采样率最低应不小于两倍频率，也可以说成要求是不低于各频带带宽和的两倍，计算公式如下：
针对表 1 中列出导航信号载频及信号带宽分布关系，首先确定合适的射频采样频率这对整个系统的设计至关重要。1）利用数字混频的方法将采样频率降低到124MHz（多路信号带宽和），为了能够进行整数倍抽取，考虑选择 124MHz 的整数倍频率；2）从图2上可以看到，低载频的5路导航信号L2C、E5b、E5a（L5）、L2P（Y）、E6 信号的频谱相距很近，近似看为一个信号，记为A；同理 L1C/A（E1b/c） 频点的信号看作另一个信号，记为B；3）由于信号A的带宽较宽，为 127.875MHz（1 166.22MHz～1 294.095MHz），用式（1）对其进行带通采样，然后，用相同的采样频率对信号B进行采样。
用此采样频率进行射频直接采样，可达到频谱无混叠。并且进行D=3倍抽取后，即能降采样到124MHz。采取分级抽取降采样率的方法可实现。降采样后，信号A与信号B相距很远，仍然可以当作两个窄带信号来处理。
1.3 降采样率抽取滤波器的选择
在FPGA上实现降采样抽取滤波，滤波器选择窄带滤波器具有尖锐的截止特性（窄带电调滤波器）。只有将带宽参数趋近于信号带宽，这样就不会发生信号混叠，影响信号质量。
AD采样率太高，由于FPGA的工作频率限制，必须降采样运行。抽取就是把原来采样点按每隔D点生成新的序列，这样新的采样率就降为原来的1/D（D>1），通过PLL将FIR的时钟分出不同的频率，用这个频率接收FIR输出的数据，即可以完成数字信号D倍的抽取，抽取后将大大减少数据量，降低处理难度。
设原始输入信号为X（n），抽取后的信号为XD（m），则抽取后的信号表示为：XD（m）= X（mD）。经滤波抽取信号频谱变为：
要不想产生混叠，可以进行如下操作，首先原始信号通过一个LDP数字低通滤波器（带宽为π/D），对原始信号进行滤波，使原始信号的频谱中只含有小于π/D的频谱存在，再进行D倍抽取，那么抽取后的频谱就不会发生混叠。
常用的抽取滤波器包括半带（HB）滤波器、积分梳状（CIC）滤波器。HB滤波器是一种特殊的低通FIR数字滤波器，特别适合2倍抽取（D=2），并且HB滤波器的长度为奇数，其冲激响应h（k）为实数且为偶对称。当实际的抽取倍数不是2的幂次方，此时就需要用到积分梳状滤波器进行3倍抽取。
1.4 抽取滤波器的设计
针对图（b）所示经直接采样后的导航信号频谱示意图，要实现多系统多频点的分离并且降采样。由于信号A与信号B频谱相距较远远，采样后信号利用一级CIC滤波器级联实现3倍抽取，滤掉A信号，并且采样率变为124MHz。将L2C信号频谱搬移到零频，再用一个FIR低通滤波器，滤除带外信号。L1 C/A信号的分离与降采样率实现同L2C信号。对于A信号，将带通采样后的信号经过一个3阶高通滤波器后，滤除B信号，并进行抽取。同理将E6信号频谱搬移到零频，使用一级CIC滤波器实现1倍抽取，再经过一级HB滤波器实现1倍抽取，再用FIR低通滤波器低通滤波，此时E6信号分离并且采样率降低为124MHz。
数字信号处理中滤波器是核心，单级CIC滤波器的旁瓣电平是比较大，低于主瓣13.46dB，通带纹波对主瓣的影响，阻带截止特性不够明显。如果采用3级CIC滤波器级联，带通特性明显，阻带衰减可达到40dB以上。几百兆或者几十兆的高速信号经过CIC滤波器抽取不会发生频谱混叠。HB滤波器具有良好的通带抑制纹波小和阻带截止滚降特性明显。以上两种滤波器的幅频特性由抽取次数和级联级数决定，滤波和降采样同时进行。
1.5 其他核心器件
两个DDR3即双倍速率同步动态随机存储器。为了适应高速信号的采集存储，保证采集信号的完整性和存储的连续性。系统使用了两片MICRON公司的高存储密度和高带宽的数据存储应用的理想选择。
在多频高速信号数字电路中，时钟电路是整个系统的最关键部件。采样时钟的抖动和相位噪声会完整地传递给采样输出，从而影响系统的载噪比。同步时钟依赖的时钟稳定度取决于时钟芯片的电源相噪。本系统采样时钟由外部时钟源提供LVDS电平，因此不需要对输入时钟源进行电平转换及电路匹配设计，可以达到ADC的时钟输入要求。选用TI公司的芯片对时钟电路进行管理，芯片传输延时75ps，周期间抖动0.5ps，可满足时钟分配及传输要求。
本系统采用MICREL公司的千兆以太网芯片，通过BEL公司的网口接插件（自带电平变压器），将采集的高速数据上传至PC上位机或者至下级的DSP处理实现面向对象的人机交互和显控。以太网的PHY是直接连接到FPGA的内部ARM核，将采集处理数据封装成帧以MAC地址进行发送。以太网参考时钟是25MHZ，可以倍频到千兆。而到上位机进行数据获取时，FPGA发送数据时仅使用以太网的物理层，所以在PC主机抓包时仅需关注数据包的 MAC 地址信息即可，不需要再对 TCP/IP 协议进行分析和处理。
2 仿真实验
通过配置不同采样率，对实际卫星信号进行采集存储，利用快速捕获算法，对采集到的数据进行捕获处理，获得信号相关峰，如图3所示。分析频率与码相位在二维搜索的影响，对1ms信号进行时域和频域的捕获，并且噪声系数和信号频谱谱峰相差很大。因此，本文设计的直采系统适合GNSS系统。
3 结论
本文介绍了基于射频直接采样的GNSS多频点数字系统的设计。论文从硬件平台入手，主要有射频前端、数字信号处理、以太网与上位机互传等，对多系统多频点采样率选择和FPGA采样数据的抽取，利用半带滤波和CIC滤波抽取方法实现中频下变频。该系统在灵活性和可扩展性方面都要优于传统的下变频采集系统，具备很好的通用性。
【参考文献】
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[关键词]雷达；频率综合模块；中频接受模块；信号接收
中图分类号：TN958 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2017）05-0333-02
可以按照不同的工作频段对雷达进行划分，常见厘米波雷达、毫米波雷达、分米波雷达，毫米波雷达与其他雷达比较有着更多优势，通过脉冲压缩可以将分辨率大大提高，还具备更大的绝对带宽，基于这几点可以获得更高的增益，即使是在相同的天线孔径下也能够做到，分辨率也大大提高。全相参技术中频率综合源是核心技术，也是雷达系统关键组成，保证频率综合源的宽带宽与快速多点频率捷变、降低功耗是设计关键。
1 频综模块设计与实现
1.1 锁相环频率合成技术理论
作为一种具备跟踪与闭环自动化控制功能的系统，锁相环路（PLL）的主要作用是保持与外界参考时钟的同步，同时也与电路输出的信号保持一致性。如果参考时钟频率发生改变，应用锁相可以对这种变化进行检测，可以及时发现频率异常，且内部发出的反馈也能够为输出频率的调节提供依据，以上过程的同步进行就是“锁相”。鉴相器与环路滤波器、压控振荡器是环相的几个重要组成。
鉴相器是一种相位比较装置，主要功能是比较反馈相位与输入信号相位差，还能够对相位差转换，最终以电压形式输出。低通特性是h路滤波器的主要特征，主要功能是调整环路参数。一电压一频率变换的装置就是压孔振荡器，分为负阻压控振荡器与晶体压控振荡器、LC压控振动器几种。
1.2 频综模块设计方案
鉴于频综模块有着大量频率需要输出，也使得单一频率综合的过程变得较为繁琐，可以让锁相环与倍频链路结合，通过两者的结合可以实现频率综合，确保这种综合方式不那么复杂。系统中晶振直接产生系统时钟信号，输出以放大形式完成。AD时钟信号1的产生需要使用到锁相环原理，而AD时钟信号2则从三倍频中产生，即400MHz信号，1.2GHz信号二倍频率后获得DA时钟信号。
1.3 电路设计
以上介绍了AD时钟信号与DA时钟信号的产生，AD时钟信号频率可以切换，如果频率为400MHz/1.2GHz输出的时钟信号可以为2.5GHz。为了使电路设计不那么繁琐，400MHz信号产生应用锁相环方式，信号经过一系列的处理，包括滤波、放大与进入到一分二功分器等过程可以最终进入到三倍频率器，将1.2GHz信号生成。然后1.2GHz信号再次进行滤波、放大、分二功分器分为两路后最终进入到另一个输入端，经过二倍频最终将2.5GHz产生，这一过程均体现了滤波―放大―输出过程。
1.4 版图设计
频综模块的电路设应用到的基板为Rogers RT4003，基板的厚度为0.620mm。此次设计为了将设计面积减少，减少原材料，应用到了LC滤波器，采用倒装的方式，且射频信号线应用到的是40Ω的传输线，可以更安全的接地，同时设计应用到了非常多的接地孔。
1.5 结构设计
频综模块的结构设计也是重点，依据用户需求设计模块的外形，为了防止出现相互间的干扰使信号接收与发送出现误差，应用到了隔板，目的是对频综模块进行分割，形成若干个独立的腔体，这样就能够减少信号间的相互干扰。鉴于输出经过模块的左侧，且一部分信号输出经过背腔使用同轴的电缆引导输出，将微带滤波器固定到独立腔体中，可以使性能更加稳固。射频输出口应用SMA接头的频综模块信号控制使用矩形接头输入。
1.6 设计存在的问题与修整
第一版频综模块设计依然存在一些不足之处，调试过程中出现了问题，发现C波段的杂散高，且在各个输出端口存在问题，因为在高本振信号双环电路中，有着非常高的本振动率，且输出了C波段锁相环路以后，使用放大器对其进行放大处理以后，功率也会随之升高，即使有措施可以将这一问题解决，但是依然有着较高的杂散。由此，在第二版频综模块设计中对X波段锁相环路进行优化调整，使其能够提供混频器本振信号，这样就可以使C波段的锁相环路成为混频器中的一个射频参数，输入更加稳定、误差减少，不需要受到大功率的影响，从而省略了放大器的应用。
还有一个问题是结构倒装器设计成正面开槽样式，这样进行加压板的安装时，鉴于平面由多个小的平面拼接而来，会出现一系列的装配问题，从而不能将电路板背面保持良好的接触。在第二版的设计中，还需要应用到减震垫，安装应用正面开槽的方式，而倒装的LC滤波器背面安装的方法可以使正腔底部有一个非常稳固的平面，从而将电路接地问题减少。
2 中频接收模块设计与实现
2.1 射频电路设计
2.1.1 接受链路的设计
放大器与下变频器、滤波器、VGA均是中频放大器的与相位的重要组成，且三条接收链路基本一致。其中，下变频器是非常重要的组成，将射频的频率移动至中频频率中是这一组成的主要功用，可以在移动过程中将需要应用到的信息保留，进而在对信号处理与采集时更加方便。接收链路的具置在混频器的前侧，作用是可以提供增益，但是有着较小的噪声系数与较大增益，往往没有较高的噪声系数要求。而中频放大器处于链路的最末端，也有着非常高的增益，且功率的输出能力较好，基于此需要应用到的工作带宽较宽。在混频器的后级有滤波器，设置滤波器的作用其实很显然，即，对杂散进行抑制，有着较好的矩形系数，此次设计应用到LC集总参数滤波器。
2.1.2 检波耦合电路设计
对检波耦合电路设计的目的是确保其能够接收到更多的耦合部分能量，从而将功率信息转换为电平信号，此次应用到的检波器为反斜率形式的，工作频率为1MHz-7GHz，最大的输出功率为-80dBm。其中，按照差分输入的方式使用AD8318，可以将高阻抗输入，这是在低频下，同时还能够与一个50Ω的电阻匹配，其工作模式分为测量模式与控制模式两种，可以在工作控制模式下；连接VGA与AD8318，然后再通过Vset实现AGC。AD8318检波器具有一定优势，体现在：有着较快的响应速度，通常为10ns/12ns，能够对窄的脉冲信号快速反应，如果信号波出现时，如果依然较快响应，将容易造成检波波形出现较大的起伏落差，从而使AGC的控制减弱。AD8318还可以借助CLPF管_与电容的方式连接，通过这种方式对响应时间进行调整，为此，增加平滑检波波形在该电容值中。
2.1.3 本振电路设计
本振电路设计的目的实际上是对输入的本振信号放大处理，此电路的组成有放大器、滤波与功分等。为了防止放大器中产生过多的谐波，使信号出现干扰，就需要应用到低通滤波器，这种滤波器的损耗同时也较小，二次与三次谐波得抑制大小分别为32dBc与20dBc。
2.2 AGC电路设计
可以按照不同的信号将AGC分为数字控制与模拟控制两种形式，前者的优势是直接控制，有着较快的响应，不需要再对D/A进行转换，但是不足是应用到了数控衰减器会与VGA的连接过程中出现一些误差，且两者的连接有一定复杂性，不便于操作，容易对射频电路产生过多的干扰。AGC的一个关键作用是对信号大小进行判断，但是雷达为脉冲体制，想要明确脉冲周期变化存在一定难度。为此，AGC的策略为：采用AD8318反斜率检波器，低电平与脉冲信号的高功率状态对应，如果FPGA可以持续对电平变化进行监测，如果功率电平下降，可以对门限值进行设定，如果认为有脉冲信号输入，可将开始采集到的数据当成判断的指标。此外，为了更好的对连续波信号调试与测试，设置了延时触发在AGC电路中，可以使电路触发时间变得可控。
结束语
本文主要对雷达频综模块设计与实现与中频接收模块设计与实现进行了分析，表现了经过两次的设计调试以后各项技术指标均能够满足用户需求。当前的频综模块与中频接收模块可以将数字波形产生与毫米波TR模块、天线等结合起来进行综合调试，且应用效果较好。频综模块与中频接收模块设计中依然有很多问题值得改进，包括电路设计与结构设计等，仍需要进一步研究与优化。
参考文献
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[2] 李良.微波宽带自动增益控制技术研究[D].电子科技大学[硕士论文]，2013.
关键词:滑模变结构控制;反演控制;自适应;一阶滤波器;鲁棒性
中图分类号:TP202文献标识码:A文章编号:1009-2374(2009)20-0042-02
现今,在电力电子和自动化领域都对DC-DC开关变换器的研究引起很大的兴趣,主要是因为现在的开关电源普遍应用于家用电器、通信等各个领域。Backstepping设计方法被称为反步法,又称后推法、回推法或反演法,它通常与Lyapunov型自适应律结合使用,即综合考虑控制律和自适应律,使整个闭环系统满足期望的动静态性能。该方法由Kokotovic等于1991年首先提出,近年来引起了众多学者的重视,相关研究文献不断见诸于各类期刊及论文集。本文就是考虑在此方法的基础上针对负载变化的情况,又结合了滑模控制和一阶滤波器,从而使输出电压达到了非常稳定精确的输出状态。
一、buck变换器的数学模型
Buck变换器是有一些电力电子元件组成的电路,如图1所示:
在具体分析中,我们假定电路各电感、电容、晶体管、二极管均是理想的。
故以上分析的状态方程式可简化为:
式中,x1,x2是buck变换器的电感电流和电容电压,R是负载电阻。u是开关函数,E是输入电压。
二、控制器设计
第一步:选取位置误差z1=x2-vd,其中vd为期望的输出电压值。
对z1求导得:
(1)
其中,以为虚拟控制量。
第二步:引入误差z2=-,所以1=+z2-
这时为了求得2,仿照上述方法,引进一阶滤波器。其传递函数为:
G(s)=
其中,为滤波时间常数。所以有:
+= (2)
则可以得到:
2=- =-+u-z2 (3)
设计滑模面s=bz1+z2,b为大于零的常数。求导可得:
=b+ bz2-b-+u-z2(4)
构造Lyapunov函数
V=z12+s2+2
为了消除估计误差,可得参数的自适应律为
=-z1-s(5)
选择控制律
u=-[b+bz2-b--z2 +k(s+sgn(s))] (6)
其中,k,为设计的参数。
则Lyapunov函数的导数为:
=z1z2+z1-z1-ks2-ks(7)
由电路的原理图可知,有等式x1=x2成立,所以Lyapunov函数的导数为:
=z1z2+z1-z1-ks2-ks=-ks2-ks (8)
由式(8)知,只要通过选取适当的k,的值,就可使得Lyapunov函数的导数小于零,即
的有效性和可行性。
三、仿真研究
当R未知的时候,采用带有滤波器的Back stepping滑模控制方法,对buck电路进行仿真。
由上面的分析,可知,取控制器为:
u=-[b+bz2-b--z2 +k(s+sgn(s))]
取自适应律为:
=-z1-s
控制器和自适应律的参数取为r=10-9,b=300 ,k=10000 , =500,=2。
我们取buck变换器电路参数为负载电阻R=30,输入电压E=15V,期望的输出电压vd=6V,电感L=20mH, 电容C=68F,其仿真如图2所示:
图2显示了电压的跟踪性能,输出电压能够准确的跟踪我们的期望值,没有纹波出现,而且系统的上升时间很小。
对负载参数变化的系统的响应曲线如图3所示:
由图3可以看出,不管负载怎么变化,输出的电容电压总能满足我们的要求,不仅达到期望的输出值,而且电压曲线非常平滑,没有纹波出现。在负载扰动过后的一小段时间内,就能稳定得到期望的输出值,调整时间非常短。
四、结语
从buck电路的平均模型出发,考虑负载为未知的情况时采用了Backstepping滑模控制方法,并引进了一阶滤波器,避免了控制器系数项的膨胀,结合了自适应控制的方法,对可参数化的未知量R进行在线辨识,经过仿真,验证了设计的合理性,说明了此方法的快速性和强鲁棒性。
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【论文摘要】近年来，随着国家工业化和建筑智能化水平的不断提高，现代建筑中的谐波危害也与越来越大，本文分析了危害的产生，从两种性能滤波器的选择给出了谐波的防治措施，仅供参考。
随着技术的进步和计算机时代的到来，国家工业化和建筑智能化水平不断提高，大容量电力整流、换流设备以及电子设备在各工业部门和电力系统及其自动控制中的广泛应用，产生谐波的设备及数量均己剧增，并将继续增长。实践表明，来自供电系统的多种异常波形对敏感的电子设备的正常运行构成了严重威胁，甚至毁坏硬件，数据丢失，所造成的经济损失是巨大的。智能建筑中大量的电子设备及电气设备产生的谐波对配电系统污染严重，随着智能建筑及智能小区的迅速发展，若治理不力，这种污染愈来愈重，将成为公用电网的主要污染源。因此现代智能建筑电气设计中必须很慎重地考虑谐波以及它的不良影响，综合治理好智能建筑的谐波和无功功率，对提高公用电网的电能质量以及提高智能建筑的功能和效益等方面有十分重要的意义。
1谐波的概念
国际上公认的谐波定义为：“谐波是一个周期电气量的正弦波分量，其频率为基波频率的整数倍”。波形畸变是指交流电力系统中电压或电流波形偏离正弦波。一个具有非正弦波形的周期变量可以用一组正弦变量及恒定分量之和来表示。频率与原波形的频率相同的分量称为基波，其余频率为基波整数倍的分量为谐波(hannonic)。谐波频率和基波频率的比值称为谐波的次数。所讨论的非正弦畸变波形应该是周期性重复而且持续一段时间的过程，所以谐波是属于稳态范畴的念。
2谐波的危害
近年来，随着社会的发展、科技的进步，电力系统的谐波源也发生了很大的变化。目前，日益增长的非线性负荷的应用引起的谐波电流将会给电缆、变压器机带来麻烦。智能建筑中产生的谐波电压和谐波电流，对配电系统是一种污染，楼宇中的终端电气设备与电子设备及楼宇智能化系统用电环境恶化，并的通信系统甚至配电系统以外的设备带来危害。智能建筑中谐波主要来自于两方面，一是大量非线性负荷形成的谐波源，导致配电系统的电压、电流发生畸变，产生谐波；二是公用电网本身具有一定的谐波含量和配电变压器等作为谐波源产生的谐波，由网侧传输至配电系统。
2.1附加谐波损耗的产生谐波也能使一些大容量电力整流、换流设备以及电子设备产生谐波损耗。一些附加谐波损耗的包括：其一，由于变压器的温度升高，它的产生由于：谐波电流能增加变压器的铜损和漏磁损耗或者是谐波电压能增加铁损。其二，电动机过热或者产生附加力矩，由于它使电机主磁通呈脉动性，将产生高频噪音、振动和转动的周期变动，容易与机座发生共振现象，破坏机械设备本体，危害的严重性与谐波电压、谐波电流以及旋转电机的型式和结构有关。其三，谐波能引起电容器过热、过压，谐波电压使电容器产生额外的功率损耗，并联电容器其容抗随着谐波频率增大而减少，产生过电流，加速绝缘老化进程，增加绝缘击穿故障。
2.2谐波能损坏敏感电子设备谐波对敏感电子设备的主要影响有：①对过零检测以基波频率为基准的电子设备，因谐波的的影响造成过零误动作，这种多个过零破坏电子设备的运行，最明显的是数字时钟，任何应用过零原理的同步元件都应考虑这种影响。半导体器件经常在电压过零时投入，以降低电磁干扰和涌流，多次过零会改变器件投入时间，破坏设备的运行。②电力电子电源使用波形的峰值以维持滤波电容器的全充电。谐波畸形可提高或削平波峰的峰值。其结果是即使均方根值的输入电压是正常的，电力电源将实际在高的或低的输入电压下，严重时设备的运行可能遭到破坏。③谐波会引起楼宇自动化、消防报警、办公自动化、安全防范等系统的电子装置误动作，甚至无法工作。
2.3谐波恶化电力电缆绝缘和母线过热电缆的分布电容可使谐波放大，谐波流过电力电缆时，所产生的集肤效应将会加重，使电缆产生过热，附加损耗增大。谐波引起电缆损坏的主要原因是浸渍绝缘的局部放电、介损和温升的增大。电缆的额定等级愈高，谐波引起电缆介质不稳定的危险性愈大。谐波电压引起的电压波形畸变会影响线路正常运行，当谐波电压与基波电压波峰重合时，可能使线路的电晕问题变得严重。在电网低谷负荷下当电网电压上升而谐波电压也升高的时刻，电缆更容易出现故障。
2.4降低开关设备的开断能力高次谐波含量较高的电流将使断路器的分断能力降低。这是因为当电流有效值相同时，波形畸变严重的电流与工频正弦波形的电流相比较大。当存在严重的谐波电流时，某些断路器的磁线圈不能常工作，开断将更为困难，而且由于开断时间延长而延长了故障电流切除时间因而造成快速重合闸后的再燃。各种中压断路器在截断电感电流时，可能发生大的谐频涌波电压和重燃现象，这和截流过程中激发的暂态参数谐振有关，并且常常受到附近电容器的响声。
3简述谐波的控制方法
以上列举了几种危害以及危害产生的原因，就其特点我们主要是从以下两方面考虑：一是装设谐波补偿装置来补偿谐波，这对各种谐波源都是适用的；二是对电力电子装置本身进行改造，使其不产生谐波。
3.1采用无源调谐滤波器以前传统的谐波补偿办法主要是采用LC组成的无源调谐滤波器，由滤波电容器、电抗器和电阻器适当组合而成。它利用电容、电感在谐波频率时发生谐振，提供谐波入地的低阻通路，使谐波导入大地脱离电网。它的优点是：在基波时呈容性，能够同时补偿电网中感性无功功率，具有结构简单、技术成熟、前期投资少、功率容量大、运行可靠性高、运行费用低等优点，一直被广泛使用。但它缺点也较多：受电网阻抗和运行状态影响大，易和系统发生并联谐振，导致谐波放大，甚至过载烧毁；它也只能补偿固定频率的谐波，当所需补偿谐波较多时需装置多组滤波器，既增加了成本也降低了可靠性。
3.2有源电力滤波器有源滤波器是20世纪80年代以来逐渐兴起的谐波抑制新方法，目前己成为谐波抑制的一种趋势。它的优点是：能对频率和大小都变化的谐波和无功进行补偿，可以弥补无源滤波器的不足，获得比无源滤波器更好的补偿特性，是一种理想的补偿谐波装置。与无源滤波器相比，有源滤波器有以下优点：①为高次谐波电流源，不受系统阻抗的影响。②没有共振现象，系统结构的变化不会影响补偿效果。③原理上比LC滤波器更为优越，用一台装置就能完成各次谐波的补偿。④即使高次谐波的频率发生变化，也能完全补偿。有源电力滤波器的变流电路可分为电压型和电流型，目前实际应用的装置中90%以上是电压型。从与负载连接形式的角度可分为并联型有源电力滤波器和串联型有源电力滤波器两大类。现在运行的装置几乎都是并联型，上述类型都可以单独使用也可以和LC滤波器混合使用。目前，有源电力滤波器的研究主要集中在交流有源电力滤波器，直流有源电力滤波器的研究也在逐步开展，典型的研究之一是在直流输电系统中的应用。
3.3高功率因数变流器整流装置是电力系统的主要谐波源。对整流装置改进，使其尽量不产生谐波，并且电流电压同相位，称高功率因数整流器或高功率因数变流器。①采用整流电路的多重化。②采用脉宽调制整流电路。③采用带斩波器的二极管整流电路。④矩阵式变频电路。
参考文献
1宋文南，刘宝仁.电力系统谐波分析[M].北京：水利电力出版社，1995