电路设计论文赏析八篇

序言：写作是分享个人见解和探索未知领域的桥梁，我们为您精选了8篇的电路设计论文样本，期待这些样本能够为您提供丰富的参考和启发，请尽情阅读。

第1篇

通过参考成熟的CAN/LIN总线设计电路，经过基础测试及单元电路测试，应用电路设计软件Alti-umDesigner10．0设计了电路原理图，如图1所示．本设计采用SiliconLaboratories公司生产的汽车级控制芯片C8051F500Q作为整个硬件系统核心控制芯片;恩智浦半导体(NXP)公司生产的TJA1040、TJA1020收发器分别作为控制局域网CAN物理总线与协议控制器之间的硬件接口，LIN主机从机协议控制器和LIN传输媒体之间的接口;采用AT24C04作为存储扩展，并结合JTAG调试烧写电路和12V转5V转压电路共同构成一个独立完整的工作电路［3－4］．

2中央控制器硬件

电路中央控制电路如图2所示，由于数字电路的频率高、模拟电路的敏感度强的特点，针对通信信号线，高频的信号线要尽可能远离敏感的模拟电路器件，因此，本设计将模拟地与数字地进行隔离．C8051F500芯片内部提供了稳定的24M内部晶振，因而电路中未设置外部晶振电路．SiliconLabs公司C8051F500芯片内部集成博世CAN控制器，采用CAN协议进行串行通信．CAN控制器包含一个CAN核、控制寄存器、消息RAM及消息处理状态机．控制器符合博世2．0A基本CAN标准和2．0B全功能CAN标准，方便在CAN网络上的通信．

3电源电路设计

采用了LM2937IMP－5．0的12V转5V转压芯片;为保护转压电路的安全性，防止回流，采用二极管N5817;输入及输出两端的电容起到稳定两端电压的作用．CAN/LIN总线接口芯片电路设计CAN总线接口电路如图4所示，其中P0口的P0．6和P0．7分别为CAN总线收发器TJA1040与主控制器C8051F500Q的发送接口和接收接口．TJA1040作为CAN物理总线和控制器之间的硬件接口，能提高对CAN总线的差动发送与差动接收能力［5］．LIN总线接口电路如图5所示，LIN总线通信需要12V外部供电，P1口的P1．0和P1．1分别作为LIN总线收发器TJA1020与主控制器C8051F500Q的发送接口和接收接口，P1．2作为LIN的启动引脚．TJA1020是LIN物理总线和主———从协议控制器之间的硬件接口，工作波特率在2．4kbits/s～20kbits/s之间．TXD管脚输入的发送数据通过LIN收发器转换成LIN总线信号，通过收发器控制转换速率与波形，这样能够减少EME．通过一个内部终端电阻LIN总线的输出管脚被拉成高电平．通过LIN总线的输入管脚，收发器检测到的数据流通过RXD管脚发送至微控制器［6－7］．

4系统调试

第2篇

古人云“活到老，学到老”。学习伴随人的一生，一个学习者具备的基本素质是其自主学习能力。最早引入“自主学习”的Holec将其定义为“负责自己学习的能力”[1]。通俗讲，自主学习能力是由学习者自觉确定学习目标，制订学习计划，选择学习方法，调控学习过程，评价学习结果的过程或能力[2]。自主学习需要做到“四学”，即“想学”“能学”“会学”“恒学”。基于信息化条件的自主学习是指借助现代化技术及工具完成自主学习。信息化条件包括互联网、电子图书馆、学习软件(如Multisim，EWB，CAD)、音频视频、Flash等。信息化条件下的自主学习改变了以往的师生学习模式，学员成为学习的主体，教员主要以问题引导、知识顾问、技术支持、效果评价为主要任务，引导学员充分利用和开发信息化资源，将先进的信息技术和学习过程优化整合，开展自主性学习，提高教育的质和量，更好地适应新时代的要求。

2信息化条件

2.1互联网

随着信息技术的飞速发展，互联网在现代生活中越来越普及。互联网具有信息资源海量、不受时间和空间限制的特点，因此它为自主学习提供了便捷条件。利用互联网强大的搜索引擎功能，搜索学习内容、疑难问题、模拟考题等。计算机网络平台提供了一个友好的交互界面，图文并茂，静动结合，生动有趣。由于院校的特殊性，我院学员除了可以在特定地点及方便时间上互联网外，还可以查阅军网内部丰富资源。互联网改变了传统的学习方式，提高了学习兴趣，提高了学员发现问题、解决问题的能力，使学习成为一种主动、积极的过程，自主学习意识进一步加强，学员真正成为学习的主人。

2.2电子图书馆

电子图书馆以互联网为平台，主要由实地图书馆和虚拟图书馆两部分构成。实地图书馆是与传统图书馆具有一样的馆藏图书功能，资源归本单位共享；虚拟图书馆是指本馆没有收藏但是从网络系统、数据库中可以获得信息的图书馆，例如维普、万方、CNKI等电子期刊，超星、国图、阿帕比、中国军事等数字图书以及硕博论文、外文数据库等等。学习者在相应数据库进行文献搜索、下载需要的论文、书籍完成知识的自主学习与深化，多角度、多维度的学习理论，广范围、广视角的了解应用。我院电子图书馆馆藏丰富，既有实地图书馆又有虚拟数据库，为学员学习提供了资源保障。

2.3软件工具

软件工具是指能够辅助学习的工具软件，例如绘图工具AutoCAD，ProE，3DMAX等，仿真工具simulink，EWB，Multisim，ansys等，不同领域选择不同的软件工具。以数字电子技术中常用的Multisim和EWB为例(如图1和2所示)，它具有丰富的元器件库和仪表库，当学完电路理论之后，学员大部分直观认识不深入，对电路是否能够实现所讲述的功能持怀疑态度，仿真软件恰好解决了这个问题。利用仿真软件构建虚拟的电路，通过仪表及指示装置，直观形象地看到电路现象，加深对理论的理解。同时，在实际搭建电路时，为了避免资源浪费及烦琐的调试，可利用仿真软件先验证设计电路的正确性，之后再去实际搭建。目前学员具有电脑使用条件，只需安装软件即可使用，软件工具的出现为自学提供了又一个有力的条件。

2.4自主学习平台

自主学习平台可以是远程教育学习平台，也可以是根据不同科目搭建的学习平台。其作用是学员在教员的辅导和帮助下，自主使用网络学习平台，有针对性地选择各种学习资源，调整学习时间，控制学习过程，以达到学习目标。自主学习平台具有辅、开放性、自主性、重复性、交互性的特点[3]。为方便学员数字电子技术课程学习，教研室设计了数字电子技术网络课程(如图3所示)。主要包含教案、视频、教案、习题、作业、答疑、测验以及参考资料等内容。

3以组合电路设计为例，借助信息化条件培养学员自主学习能力

3.1组织流程

组合电路设计内容丰富，方法多样。课本中讲述多以分立元件设计为例讲述，为拓展学员思路，本课程安排时笔者并未加以限定，只布置了任务，学员自行完成。教员布置任务，学员以小组形式开展学习。各小组实行组长负责制，针对任务组织学员讨论、确定方案，针对不同的方案安排组员提前查阅互联网、电子图书馆、网络课程等资料；课上分工协作，不同学员按照不同方案设计实现；学员自学仿真软件Multisim或者EWB，并借助软件仿真验证设计的正确性；设计报告由专人撰写，汇总各种方案及方法并进行描述；由于时间限制，并非所有奇思妙想都能一一设计实现，因此附加了拓展环节，集思广益，学员只需描述出新思路新创意即可；最后为检验学习效果，加入答辩环节，从小组中任意抽取一名组员，回答其他学员和教员提出的问题。

3.1.1设计任务

1个主评委和3个副评委共4人鉴定某项目，当主评委不赞同，但3个副评委全部赞同项目时，裁定项目通过鉴定；当主评委赞同并且3个副评委中多数赞同项目时，也裁定项目通过鉴定。试设计满足要求的逻辑电路。你还能想到哪些器件设计方法？

3.1.2小组分配

本教学班次共计43人，4～5人为一小组。组长负责分工，一般2人设计方案，1人学习仿真软件，1人撰写设计报告，最终集思广益，拓展创新方法。

3.1.3丰富的设计方案，多样化的仿真实现

借助分立元件实现电路设计组合电路是课本中主要讲述的方法，其他方法课本中并没有专门提及。另外，仿真软件使用方法，如何仿真电路都需要学员自行摸索。但从效果分析，学员都能够通过自学或者小组互助学习方式解决上述问题。现列举几种学员的设计方案及仿真电路。

3.1.4答辩环节

为保障学习效果，笔者设计了答辩形式的督促机制。要求在设计完成后，小组内每位成员都要掌握本组设计的电路方案，随机抽取某位学员上台讲解，一旦答辩不顺利，将会影响本组学员的整体成绩。在这种指导思想下，每位学员都参与其中，组内互助，使得方案形成时，每位学员也都掌握了知识。本次课程笔者提问了第一组的一位学员，答辩过程中每当出现思路断档，整组学员的精神都跟着紧张起来，但经过思考他顺利完成此环节，并且将创新性的设计思路也一同与大家分享。从答辩过程可以看出，第一组学员的团结与协作，看到了传统课堂上无法发现的闪光点。

3.1.5设计报告

第一项设计任务，第二项设计方案，第三项拓展及心得体会。前两项旨在对整个知识的梳理，第三项作用有两点，一是学员方面，总结收获及不足，创新新思路，例如第九组写到“电路设计注意布局，图纸与虚拟实验有着本质差距”，第一组写到“一个好的团队不光有一个好的带头人，还要有一群踏实肯干认真听话、积极进言的成员”。二是教员方面，便于发现学员学习中存在的问题，调查学员对教学实施的满意度，为后续教学提供宝贵经验。例如第五组写到”开关的选择开始由单刀开关接入不工作，后经小组讨论和教员指导换为单刀双掷开关完成电路仿真”。第二组写到“课程使我们认识到数电并非纯粹的理论学习，而是课堂发挥、试验动手等综合能力的培养”“增强了我们的发散性思维，是一种能力的提升”。

4效果分析

按照传统讲授组合逻辑电路设计方法，一般学员比较容易想到教员或者课本上讲述的方法，思路禁锢到此无法跳出。时序电路设计与组合电路设计课程形成了鲜明的对比，时序电路设计任务是课后习题，教员只讲授了一种设计方法，因此学员在设计过程中多数应用了这种方法，很难扩展思路，开拓创新。而此次组合电路设计是学员没有见过的任务，教员对其没有过多的限制，因此设计方案多种多样，学员自学的潜力此刻淋漓尽致地表现出来。在网络、仿真软件等信息化条件下，学员顺利完成了本讲内容的学习。学员不仅掌握了组合逻辑电路设计的多种方法和仿真软件的使用方法，还提升了自身的综合能力。从期末考试成绩上分析，平均分79.44，其中良好及以上24人。通过设计报告的心得体会及期末成绩分析采取自主学习模式学员多数比较赞同，收获颇丰。上述事实证明只要给予适合的条件，学员有能力并且能够出色完成自主学习，同时锻炼了学员的提出问题、分析问题、解决问题、语言表达等多种能力，强化了团队协作意识，激发了创新思维。

5结束语

第3篇

1．1声音采集模块

声音采集模块是实现声音的采集与处理的第一步，其中传感器采用驻极体传声器。传声器的主要作用是将声音传换成电压量，以供后级电路的滤波和放大。经过调理后的电压信号再送入模数转换器(ADC)进行数字量化。

1．2A/D控制电路的设计

AD转换部分是整个声音采集系统的关键。本设计选用了一款精度采样频率较高(12位，1．65μs)的模数转换芯片AD7864，其采用5V单电源供电。4个通道上的输入信号可同步进行采样，因而可保留4个输入通道上的信号相位信息。模数转换器控制模块主要在FPGA的基础上来实现，其中FPGA采用Altera公司的Cyclone系列EP1C12FQ240C8。ADC控制器采用VerilogHDL程序编程实现，设计过程中主要采用了状态机。模数转换器控制流程图AD7864模数转换后数据的读取有两种方法:转换中读取和转换后读取。本设计采用先转换后读取数据的方法，具体工作过程如下:当转换起始信号CONVST上升沿时，4个采样保持器进入保持状态，开始对选择的通道采样。同时，BUSY输出信号被触发为高电平，并在转换过程中一直保持为高，当全部通道转换结束后，才变为低电平。EOC信号在AD7864，其采用5V单电源供电。4个通道上的输入信号可同步进行采样，因而可保留4个输入通道上的信号相位信息。AD7864模数转换后数据的读取有两种方法:转换中读取和转换后读取。本设计采用先转换后读取数据的方法，具体工作过程如下:当转换起始信号CONVST上升沿时，4个采样保持器进入保持状态，开始对选择的通道采样。同时，BUSY输出信号被触发为高电平，并在转换过程中一直保持为高，当全部通道转换结束后，才变为低电平。EOC信号在每一个通道转换结束时均有效。全部通道转换后的数据保存在AD7864内部相应的锁存器中。全部通道转换结束后，当片选信号和读信号有效时，就可以按照转换顺序从数据总线上并行读取数据。

1．3存储模块

模数转换的数据经过FPGA芯片内部的存储器进行缓存，之后通过UART向上位机传输或者存入SD卡。SD卡是基于快速闪存的新一代存储器，具有体积小、容量大、移动方便等特点。本设计采用闪迪公司的8G容量SD卡作为系统的存储模块。SD卡的读写采用SPI模式。SPI模式使用字节传输，其优点是简化主机的设计。读写SD卡的操作都需要先对SD卡进行初始化，完成SD卡的初始化之后即可进行读写操作。SPI总线模式支持单块(CMD24)和多块(CMD25)写操作，多块操作是指从指定位置开始写下去，直到SD卡收到一个停止命令CMD12才停止。单块写操作的数据块长度只能是512字节。单块写入时，命令为CMD24，当应答为0时说明可以写入数据，大小为512字节。SD卡对每个发送给自己的数据块都通过一个应答命令加以确认，其数据长度为1个字节，当低5位为00101时，表明数据块被正确写入SD卡。

2结论

第4篇

扩展漏极漂移区是由轻掺杂的N阱形成，可以承受高电压。在漂移区等压线上均匀分布着电场减缓结构，可以提高其耐压值。为了提高栅漏之间的耐压漂移区上的厚场氧将场板提高。但导电沟道在薄栅氧的下面且器件的跨导与导电沟道有关，所以电场减轻结构不会影响器件的跨导，衬底和N阱之间的雪崩击穿电压和电场减缓结构的效果决定扩展漏极晶体管的额定电压。对此类器件设计需考虑以下参数：浓度和长坂长度、漂移区结深、长度等，器件耐压会随着漂移区长度的增加而逐渐上升，直到达到一定的值。外延层浓度、漂移区浓度和漂移区结深三者共同决定此值。值越大，外延层浓度应在保证源漏不穿通情况下尽量低。

2基于IP核低功耗单电源电平转换器设计

目前已经提出的电平转换器共有两类，分别是单电源转换器和双电源电平转换器，后者需要输入信号的电压供电和输出信号的电压供电两种电源电压供电。在多电压技术中电平转换器主要是为了实现低电压信号转换高电压信号。关于不同结构的电平转换器近年来也有许多研究学者对其研究，有的是以提高速度，有的是降低功耗。大多数设计采用的双电源电压，本文主要是基于IP核作为设计的主要性能指标，从而提出一种具有低耗的单电源电压的电平转换器。

传统的电平转换器设计运用的是单向电平转换器电路，显然，相对双电源转换器，在布线资源上单电源电平转换器有明显的优势，例如在一个多电压SoC上，实现模块之间信号的传输需要大量的电平转换器，一旦模块之间的接口信号所使用的双电源电压的电平转换器，一些较为珍贵的布线资源便会被占用，导致布线资源短缺，如果采用单电源电压电平转换器可有效缓解上述问题。一般影响电平转换延时性能的主要因素有副端电路中各器件的寄生电阻、中间级电路电流等，在设计时如果要获得较好的低功耗性能，对精确计算各器件尺寸及电流，一定情况下还需充分考虑器件的耐压情况。

3结语

第5篇

1.1探测器输出信号阻抗匹配设计探测器输出模拟信号的典型负载要求为:R≥100kΩ，C≤10pF。在设计时，选取的运放(AD843)输入阻抗可达1010Ω，输入电容为6pF，可满足探测器的负载要求，设计如图4所示。

1.2中心电平平移及差分传输设计探测器输出信号动态范围为1.7～4.2V，中心电平为2.95V，而A/D芯片对输入信号中心电平的要求为0V。为了满足A/D芯片对输入信号的要求，在驱动电路上对探测器输出信号进行中心电平平移。红外信号属于小信号，易受到复杂的空间干扰影响，这种影响对于单端信号影响较大。当采用差分电路设计时，正负两路信号会受到相同的影响，但其差值ΔU=V+－V－变化较小，可减弱这种影响，因此采用差分传输设计，如图5所示。2.3低噪声设计与改进为了对设计的电路性能进行评估，使用数据采集软件采集探测器输出的信号并通过MATLAB对其进行分析。探测器驱动电路与系统联调，采集35℃时黑体数据并分析，发现约有15个DN值波动(幅值为7.3mV)，如图6所示。此时系统数字噪声均方根为2.7mV，NETD为65mK。为了降低噪声，在探测器驱动电路的供电入口、信号传输的关键路径等位置加上滤波措施(如大容量钽电容等)。重新采集图像数据并分析，测得此时DN值波动约7个(幅值为3.4mV)，如图7所示。此时系统数字噪声均方根为1.4mV，NETD为34mK。

2空间环境适应性设计

2.1降额设计降额是使元器件使用中的应力低于其额定值，以达到延缓参数退化，提高使用可靠性的目的。探测器驱动电路工作于空间环境中，为了保证其安全性和可靠性，在设计过程中对元器件的参数进行了降额设计，如表1所示。

2.2抗单粒子锁定设计探测器驱动电路工作于空间环境中，CMOS器件中的晶体管结构很容易受到空间高能粒子冲击，进而引发单粒子锁定效应(SEL)［3］。发生SEL后，CMOS器件锁定区的电流将会大幅度增加，形成SEL异常大电流［4］，进而影响电路的正常工作。为了防止SEL的发生，在电路设计时采取以下措施:a)运放芯片(AD8138/AD843)的供电端串联限流电阻;b)选用具有输出限流功能的MSK系列LDO芯片;c)选用抗辐照器件;通过降额设计与抗单粒子锁定设计，保证了驱动电路工作的可靠性和空间环境适应性。

3性能检测

保持相同的光学、摆镜和数据采集设备，分别使用本文设计的探测器驱动电路和某型探测器驱动电路采集黑体图像数据并分析，结果如表2所示。通过表2可知，在国产探测器均匀性、一致性与进口探测器有一定差距的情况下，通过改进探测器驱动电路，最终在性能指标上赶超了某型探测器驱动电路。证明该方案设计实用、有效。通过与系统联调，该探测器驱动电路工作稳定、可靠，可满足空间要求。

4总结

第6篇

首先通过键盘输入需要的温度，然后由温度传感器PT100测量油槽内温度，温度的变化变换成电阻大小的变化，经过测量电桥中电路处理后变换成微弱的电压信号，在精密放大电路中完成调零及信号调理，以满足A/D输入信号的要求，然后送入ADuC848单片机。在ADuC848单片机中将温度测量信号与设定信号比较，通过运算得到一个控制量，该控制量再经过ADllc848自带PwM输出信号控制加热用电力电子器件导通占空比，最终实现对加热量的控制。系统采用LCD128x64液晶屏显示系统设定温度值和当前温度值，并在系统进行稳定状态时，利用声光电路发出提示信号。

2.系统硬件电路的设计

2.1.系统控制芯片的选择

传统的油糟温度控制的精度是士0.05℃，我们的控制精度是士0.01℃，按照系统的最高温度是200℃计算，要求系统A/D变换的精度不低于士0.01℃，所需要的A/D转换器的位数不低于16位，因而在选择控制芯片时，这个问题必须考虑。除此以外，还需要考虑系统对D/A变换器和运算速度的要求。ADllc848[3]是美国模拟器件公司(ADI)最新的片上系统级(SOC)微转换器(Mier。Conver*er)。该芯片集成有单周期指令的8052闪存MCu，最快速度达到11.58MIPS，内部有ZKRAM，4KEZPROM，62KFLASH。芯片的内部集成有8个单端输入(4个全差分输入)的16位模数转换器(ADC)，片内的电压基准为1.28v，精度1%，电源噪声抑制45dB，温漂100PPm/℃。芯片自带1个12位的D/A转换器、2个16位的PwM控制器、l个速率达384kbps的RS232串口等。芯片自带A/D变换器的量化误差为200℃/65536=0.003℃，完全可以满足控制精度的要求。

2.2.测量及精密放大电路

信号采集的精度受到电路中供桥电源的精度的影响，设计过程中采用LM317构成精密稳压电路为电桥供电，以提高测量精度。为保证电桥的测量精度，桥臂电阻应选用温度系数小精密金属膜电阻。精密放大电路如图2所示。电路中包含一级放大电路和二级放大电路两部分。其中一级放大采用仪表放大器AD620，该放大器具有较高的精度和较高的共模抑制比，只需调节RG即可将增益调节在1一1000之间。为了抑制高频干扰信号，需要在AD620的输人端加人滤波电容和限幅电路。二级放大采用LM358运算放大器，通过调节反馈电阻RF来调整放大器的增益，以适应宽范围的温度测量。在实际应用中为了保证测量信号的准确性，在软件中设置了克服零偏的调零功能，由系统软件自动完成。

2.3.ADuC848单片机电路

标准油槽精密温度控制系统以ADuC848单片机在系统软件的设计中应充分考虑系统软件与硬件电路的有机结合，有效利用无差拍控制技术来减小过渡过程时间和提高控制精度。在标准油糟温度的各种控制方案中，无差拍控制是一种跟踪精度高、瞬时响应快的优秀数字控制策略。与模糊控制方法[l]相比，其算法算法更简单，系统资源需要的更少，但无差拍控制是一种基于对象精确模型的控制方法，其控制质量在很大程度上依赖于控制器参数与负载参数的配合，因而在实现过程中，需要对模型和负载参数有个较精确的把握。在每个采样周期内，根据参考信号和当前采样周期得到的温度测量值实时计算出所需的脉宽么T，并给出开关控制信号，实现油糟温度无差拍跟踪参考信号。整个测量系统的软件设计采用模块化设计，由A/D采样模块、数字滤波模块、显示模块、模糊算法模块和输出信号比占空比控制模块等，在完成基本功能的基础上，还可以增加系统的功能，如增加自诊断、自保护和故障实时监测及报警功能。系统软件流程如图3所示。

3.结束语

第7篇

为提高系统输出信号的精度，采用低速、高精度的DAC。此类DAC多采用SPI或IIC总线与主控制器通信，占用控制器的IO口较少。时下流行的STM32系列或MSP430系列微控器的硬件资源都满足要求。为便于野外现场使用，系统采用锂电池供电，这就要求主控制器具有较低的功耗以延长电池续航时间，以极低功耗著称的430单片机成为首选。由主控制器、时钟电路、复位电路构成了主控制器的最小系统。系统硬件总体框图如图1所示。按键和气象量显示模块主要实现人机交互功能，用来调节输出信号的大小，设置气象量和电信号之间的转换关系等。根据气象传感器输出信号的范围，可设定若干档位的输出信号，以覆盖传感器的范围即可。按键接在430单片机的中断口上。显示模块的控制和数据总线由单片机的IO口来提供。DAC模块是产生电压信号的核心。主控制器将数字量送给DAC后得到模拟电压信号，为使产生的信号和传感器范围一致，DAC的输出信号需进行调理。数字系统和电源都会对模拟部分产生干扰，引起误差。采用DC－DC电源隔离、DAC总线隔离提高DAC输出信号的精度。输出电信号和气象量之间存在转换关系，转换函数存储于EEPROM芯片中。为进一步提高精度，系统也需要定期检定。采用零满刻度校准的方法，用高精度的数字万用电表测量输出信号的实际值，将实际值和理想值的差值保存于EEPROM中，系统根据差值去修正输出信号，差值和转换函数都通过串口由上位机写入存储电路中。软件补偿切实提高了系统的稳定性和精度。

2模块电路设计

2．1主控制器端口分配及人机交互模块

主控制器选择TI公司的MSP430F169，利用其丰富的中断作为按键输入，内部自带的UART模块实现串口通信，采用IO口模拟SPI总线与DAC通信，低功耗的128×64LCD用于显示输出信号大小及对应的气象量。主控制器的最小系统及端口分配如图2所示。主控制器的P1．0～P1．3接按键，采用中断方式。4个按键的功能包括：调节电信号和气象量之间的转换关系键SET、增大和减小输出信号键UP和DOWN、确认保存参数键ENTER；P3．0～P3．3端口的RS、RW等为LCD的控制总线；P5．0～P5．7为LCD的数据总线；P3．6～P3．7为单片机部自带的UART模块的收发端口，用于串口通信；P4．0～P4．2作为DAC的SPI总线；P4．3～P4．6用于存储器的总线。TDO／TDI～TCK为单片机的下载口。P6．0端口MeaV为单片机内部自带的ADC模拟输入通道，用来监测系统电源。晶振X2和电容C1、C2构成时钟电路，电阻R8和电容C3构成上电复位电路。

2．2模拟信号产生DAC模块

为产生程控的高精度电压信号，采用高精度的数模转换芯片，辅以总线隔离、电源隔离等措施提高精度。工艺上采用四层印制板电路。产生的信号为微伏级，选用16位的低功耗、单通道电压输出型DAC芯片AD5660，满量程输出电压范围可达2．5V。软件编程模拟SPI总线与主控制器通信。AD5660内部硬件结构如图3所示，主要由数字量输入寄存器、电阻串型DAC、基准源、输出缓冲放大电路组成。由图3可知，AD5660内部含有一个增益为2的放大器。设D为载入DAC寄存器的二进制编码的十进制等效值，则输出电压VOUT的大小为16位的AD5660－1内置1．25V的基准电压，输入数字量D的范围为0～65535。根据式（1），输出电压VOUT的范围为：0～2．5V。采用总线隔离和电源隔离措施，以提高输出电压的精度。iCoupler技术的四通道数字隔离器ADUM1401具有优于光耦合器的出色性能［4］，系统利用ADUM1401作为DAC模块的SPI总线数据转换器，使AD5660的总线与主控制器完全隔离。同时，采用DC－DC芯片MEB01Z－05S05D为信号产生部分提供独立电源。MEB01Z－05S05D的输出功率可达到1W，且其具有极低的纹波，Vp－p≤10mV。其电路如图4所示。

2．3信号调理电路

湿度传感器输出信号为0～1V，气压传感器设置于模拟模式时，输出电压为0～5V，而总辐射传感器的输出信号十分微弱，小于30mV。DAC输出信号需要经过调理电路，产生与传感器输出范围和分辨率一致的信号。这里以产生0～30mV的微弱电压信号为例，设计其信号调理电路如图5所示。

2．4参数存储及串口构成软件补偿电路

除采用总线隔离、电源隔离、低温度系数电阻、低失调电压运放等提高系统输出信号的精度外。设计参数存储和串口通信电路，利用软件来对信号输出进行校准，进一步提高输出信号的精度。软件补偿的思路是采用零满刻度校准法，用高精度的61／2位数字万用电表测量系统在零点和满量程时的实际输出，并记录与理想值的偏差。上位机通过串口将偏差值写入到存储器中。系统每次进行D／A转换之间先读取存储器中的偏差值，并调整单片机送给DAC的数字量，使输出信号接近理想值。偏差值存储于EEPROM中，如图6所示。同时，气象量和电信号之间的转换函数关系也存储于EEPROM中。MSP430F169内部自带了UART模块，只需在辅以常用的MAX232构成电平转换电路即可与上位机通信。

3系统软件电路设计

系统任务主要包括时钟初始化、LCD的初始化、信息显示、系统电源电量显示、软件校准、按键切换输出档位等。根据各功能模块，确定系统的软件设计流程和中断服务程序功能。主程序主要完成初始化工作；电量检测需定期进行，故在定时中断服务程序中完成；档位切换和信息显示等在外部中断服务程序中实现；校准参数和转换函数通过串口的中断服务程序由上位机写入EEPROM中。系统主程序流程如图7所示。输出信号大小的调整由按键中断服务程序实现，图8为UP键按下时的服务程序流程。

4系统测试

为提高系统精度，PCB采用4层印制板。中间2层为GND和隔离后的电源。利用高精度的61／2位数字万用电表对系统进行零满刻度校准。校准步骤如下：（1）设定输出值为0mV，利用万用电表测量此时的实际输出电压值V1；（2）将V1通过串口调试助手写入下位机，单片机根据V1计算零点偏差，并保存于EEPROM中；（3）设定输出值为30mV，利用万用电表测量此时的实际输出电压值为V2；（4）将V2通过串口调试助手写入下位机，单片机根据V1，V2，计算线性校准函数的斜率和截距，并保存于EEPROM中。系统校准后，再通过按键切换输出档位，并用万用电表测量实际输出值，测试结果如表1所示。结果表明，系统经过软件校准后，输出微弱电压信号的误差小于10μV。但通过高速的数据采集卡测量，系统瞬时值存在80μV的抖动。分析其原因是由于万用电表测量时进行了滑动平均处理，测量值为短暂时间的平均值，抖动被抵消。经过反复测试和分析得知，虽然采用4层PCB在硬件上减小了干扰，但空气中的电磁场仍然在PCB板上形成了干扰。整个PCB需要采用一定的屏蔽措施或在有良好的电磁环境下测试。

5结束语

第8篇

关键词：猝发式红外测试扭矩转速发射电路

利用红外通信进行旋转轴动态参数测试，主要是为了满足坦克、装甲车辆狭小空间中运动部件动态参数测试的强烈需求。由于红外通信在空间和成本的优势，从上述理论研究和实车试验中证明其较高的应用价值。

猝发式红外近距离测试系统是在红外近距离测试系统的基础上，针对更加狭小的空间如发动机输出轴，提出的一种点对点式的红外数据传输的扭矩测试系统。

1坦克发动机扭矩信号采样频率分析

坦克发动机属多缸发动机，是采用各缸顺序点火、轮流作功的方式工作。实测得到发动机输出轴上产生的力矩（扭矩）是一个随转速变化的周期信号，该信号的幅值极不规范。工程中所述扭矩为平均扭矩，定义在一个循环内（720°曲轴转角）扭矩的平均值。高速、高功率密度柴油机有6缸、8缸和12缸之分，其最高转速均不超过3000r/min，从这一目标出发选用扭矩信号频率最高的12缸发动机计算扭矩信号周期T。

当nmax=3000r/min时，

T=（10/nmax）3.33（ms）

按采样定理工程实用采样频率是信号固有频率的5～10倍的原则，以及实际运行效果的试验，取系统采样周期为500μs即采样频率为2kHz。

图2发射部分结构框图

2猝发式红外近距离测试系统模型的建立

按图1建立猝发式红外通讯的实物模型，发射器安装在旋转轴上，接收器安装在旋转轴上，接收器可安装在轴向和径向两个方向的适当位置，其计算分析相似，由于径向安装比较方便，故安装在径向。

图1中β——接收器的接收半角；

R——旋转轴的半径；

α——发射器的发射半角；

L——接收器与发射器的最小距离；

θ——发射器和接收器分别与圆心连线的夹角；

A——红外接收管；B、C——红外发射管。

弧长BC（设为S）与通讯时间成正比，故弧长S的大小决定了通讯时间的长短，称弧长S为发射窗口。由模型知θ决定了发射窗口的大小（当R一定时），只有当α小于或等于发射器的最大发射半角时，发射器发出的红外光才能被接收器直接接收。目前使用发射器的最小发射半角为15°。当α=15°时，由三角形OAB可知：

(sinβ)/R=sin(π-15°)/(R+L)（1）

sinβ=R/(R+L)sin15°(2)

θ+β=15°（3）

故θ=15°-β

T=2Rθ/(Rω)=(2θ)/ω(4)

由于θ与有效通讯弧长AB成正比，而弧长AB又与通讯时间成正比，故增大θ可增长通讯时间。由上式可知，增大θ有两种方法：减小R，或增大L。

设轴的角速度为ω（rad/s），一转中采样的数据个数N，每个数据占有M位，红外通讯传输的波特率为V（bit/s），发送N个数据需要时间为tall(s)，发射器通过发射窗口的时间（即有效通讯时间）为T（s），则一转中发射数据所需总时间为：

tall=(MN)/V（5）

如设转速为3000r/min，2θ=30°，由（4）式得：

T=1.67ms

设N=200，即采样频率

f=200sps/r×(3000r/min)/60=10ksps

若M=16,V=2Mb/s，

得：

tall=(200×16)/2M=1.6ms

由于tall<T，该模型可物理实现。

3发射部分电路设计

上面通过对发动机输出功率信号进行分析，确定了采样频率，进而估算出存储器的最小存储容量，并建立了数据传输模型。采用猝发方传输数据，需要存储轴旋转一转所采集的所有数据，然后在发射窗口将数据发送给接收器，实现数据的瞬发。其特点是不需要安装一个圆周的接收器，如果所测轴半径较大或被测环境较紧凑，则近场遥测是不易实现的。而猝发遥测只需一个或几个接收器就能达到目的。

发射部分的结构框图如图2，这部分发现扭矩信号的采集、数字信号的编码，并将采集数据放在FIFO存储器中。当红外发射管接收到取数码命令后，如果采集电路断电，入于低功耗状态，则通知电源管理器打开电源VCC，让采集电路开始工作；如果采集电路已经开始工作，则会的开取数时钟，让FIFO移出数据，送给红外发光管发送给接收器。

3.1数据的存储

由于采用猝发方式进行数据的传输，需要设计一个存储器将一转中所采集的数据先存放起来，当发射器经过发射窗口时，将数据实时地传输给接收器。存储器是发射部分的关键元件之一，它的选取直接关系到A/D变换器的选取以及控制电路的设计。对存储器的要求是先采集的数据先发送，后采集的数据后发送，否则接收部分将无法正确恢复原始信号，达不到测试的目的。因此需选择一个先进先出FIFO的16位存储器。又由于发射器是单通道，只能将数据以串行方式发送，所以要求存储器的输出是串行的，这样能减少并转串的中间环节。如果具有串进串出的FIFO，那样发射部分的体积会更小且控制逻辑更简单，这是笔者希望的。但实际上只查到并进串出FIFO和具有可编程的串并进-串并出四种功能的FIFO，由于后一种芯片体积大、功耗也大，所以选择了并进串出的FIFO。

综上所述，选用了IDT72105，容量为256×16位，高速、低功耗，具有独立收、发时钟控制的同步/异步FIFO存储器。它不但提供了存储空间作为数据的缓冲，而且还在EPP并行总线和A/D转换器之间充当一弹性的存储器，因而无需考虑相互间的同步与协调。FIFO的优点在于读写时序要求简单，内部带有读写的环形指针，在对芯片操作时不需额外的地址信息。当它接收到由红外发射管发出的取数指令SOCP后，通过SO端将同步帧信号输入到红外发射管的TXD端，发射出去。

图5监测码编码器和帧结构

3.2数据采集电路

由于选择了并进串出的FIFO，最好选择并行输出的A/D变换器，要求单电源供给，故选择了AD公司的AD7472，分辨率为12位，低功耗，电源供电范围为2.7～5.25V。AD7472转换器可以工作于三种模式：（1）高速采样模式（HighSampling）；（2）睡眠模式（SleepMode）；（3）猝发模式（Burstmode）。由于系统的采样频率不高（4kHz），所以利用AD7472的猝发模式，它与第二种模式相同，只是输入时钟（CLKIN）不连续，仅在转换期间才提供时钟信号，这样能够减少功耗。

在此模式下，当CONVST上升沿到来时，转换器进入苏醒期需1μs的时间（tWAKEUP），在这个期间如果CONVST的下降沿已到来，A/D并不立即进入转换期，直到1μs之后；如果1μs之后下降沿才到来，则转换器在下降沿到来的时刻开始转换，整个转换需14个时钟周期。值得注意的是：当BUSY信号为高后，时钟信号应在两个时钟周期内出现，且在转换期间不能改变数据总线的状态。实际设计采样频率与读数控制电路的时序如图3。CONVST信号频率即采样频率为4kHz，周期250μs，正向脉宽2μs，即A/D苏醒之后，再过1μs才开始数据转换，RD信号正是利用这1μs对A/D进行读数操作。

3.3同步帧电路设计

由于系统将一转中采集的数据记录在FIFO存储器中，并且数据传输方式为无线串行通讯，所以需要将数据以帧的形式开，以便于接收部分的解码。作者设计了16位的同步码，最高位为低，用于分区帧与帧的数据；最低位也设为低，用于分开同步帧与数据，并为解码提供移位脉冲产生时间。一帧数据除同步码以外，由8个16位采样数据组成，总共112个比特。产生步码的电路如图4。

图6取数据控制电路

3.4监测码编码器和帧结构

FIFO存储器字长为16位，A/D转换器为12位，还剩余4比特。为了增强数据的可信度和数据的纠错能力，设计了4个监测码，分布在数据的两侧，如图5。4个监测码锁存在元件74L5243里，每一个写信号到来时，都需写入4位监测码。由于这4个监测码分布在12位数据的两侧，在接收端接收到数据后，首先检测这4个监测码；如果监测码无误，则接收到的数据可信；如果有误，则有可能前移一位或后移一位。若通过这样的修正后，这4位监测码与实际相符，则可修正数据。若不相符，则该数据不可言。

3.5取数控制电路