发布时间：2023-07-31 17:00:03
序言：写作是分享个人见解和探索未知领域的桥梁，我们为您精选了8篇的偏置电路设计样本，期待这些样本能够为您提供丰富的参考和启发，请尽情阅读。
摘 要 步进电机控制系统的开发采用了软硬件协同仿真的方法，可以有效地减少系统开发的周期和成本。本文在选择了合理的电流波形的基础上，提出了基于TSC87C51单片机控制的恒流细分驱动方案，其运行功耗小，可靠性高，通用性好，具有很强的实用性。
关键词 步进电机控制系统 插补算法 变频调速 软硬件协同仿真
中图分类号：TM383.6 文献标识码：A
1引言
步进电机是一种把电脉冲信号变成直线位移或角位移的控制电机，其位移速度与脉冲频率成正比，位移量与脉冲数成正比。步进电机在结构上也是由定子和转子组成，可以对旋转角度和转动速度进行高精度控制。当电流流过定子绕组时，定子绕组产生一矢量磁场，该矢量场会带动转子旋转一角度，使得转子的一对磁极磁场方向与定子的磁场方向一着该磁场旋转一个角度。因此，控制电机转子旋转实际上就是以一定的规律控制定子绕组的电流来产生旋转的磁场。每来一个脉冲电压，转子就旋转一个步距角，称为一步。根据电压脉冲的分配方式，步进电机各相绕组的电流轮流切换，在供给连续脉冲时，就能一步一步地连续转动，从而使电机旋转。步进电机每转一周的步数相同，在不丢步的情况下运行，其步距误差不会长期积累。在非超载的情况下，电机的转速、停止的位置只取决于脉冲信号的频率和脉冲数，而不受负载变化的影响，同时步进电机只有周期性的误差而无累积误差，精度高，步进电动机可以在宽广的频率范围内通过改变脉冲频率来实现调速、快速起停、正反转控制等，这是步进电动机最突出的优点。
2硬件设计要求及原理
2.1 设计要求
（1）供电电源：10V～40VDC容量0.03KVA。（2）输出电流：共分0.9A、1.2A、1.5A、1.8A、2.1A、2.4A、2.7A、3.0A8档可选，以配合不同电机使用。（3）驱动方式：恒相流PWM控制。（4）细分选择：整步、半步、4细分、8细分、16细分、32细分、64细分的七种细分模式可选。（5）自动半电流：若上位机在半秒中内没有发出步进脉冲，驱动器自动进入节电的半电流运行模式。
2.2 电气接口要求
2.2.1 输入信号
脉冲信号输入：脉冲信号，5mA～12mA，高电平+5V电平，脉冲信号，最高频率为70KHz。方向信号输入：高、低电平，5mA～12mA，高电平+5V。脱机信号输入：高、低电平，5mA～12mA，高电平+5V。公共端输入：+5V电源。
2.2.2 输出信号
两相步进电机绕组接口：绕组A接：A+，A-;绕组B接：B+，B-。
2.3 硬件设计原理
系统采用TSC87C51单片机接收命令，并将输入命令进行综合处理，控制二相步进电机正反转、运行速度、单次运行线位移、以及启停等的控制;既可由键盘输入，也可通过与上位机的串行通信口由上位机设置。单片机主要功能是输出EEPROM中存储的细分电流控制信号进行D/A转换。根据转换精度的要求，本控制系统选用的是8位双通道的TCL7528转换器。
单片机接收的信号有上位机的命令信号、手动输入细分模式编码信号。输出信号有电流细分控制信号，步进电机运行控制信号。细分模式编码由拨码开关S1的1，2，3开关人工设定，共有8种细分模式可选，单片机P1口为细分模式编码输入I/O口。上位机的命令信号由单片机的中断INT0、INT1和P3.4接收。其中INT0与脉冲信号对应，INT1与方向信号对应，P3.4与脱机信号对应。单片机P0口输出8位数据是与细分电流相对应的。P0口8位数据输出给D/A转换器TLC7528数据输入端，对工作电流进行分割，以控制每级细分电流大小。
3软件设计
3.1 控制脉冲的设计
根据PX243四拍驱动时序图，得P0.0～P0.3引脚输出控制脉冲时序图。任一连续四个脉冲组成一个周期时间为T，其中一个脉冲的时间为ts，步进电机转过1.8度。改变脉冲输出顺序即可改变电机的转向，改变ts即可改变其转速。
本次设计是利用AT89C51内部的定时器0来对ts实现精确控制，并且采用中断方式提高了单片机的工作效率。该设计为循环中断过程，每进入一次中断：
P0赋值一次，即可改变脉冲一次;TH0，TL0赋值，即可改变ts值，从而精确控制电机转速;这边引入变量i，可看成是脉冲数。200个脉冲为一圈，给i赋值即可控制电机转的圈数;判断dir的值，给P0赋不同的值，可控制电机转向。
3.2 定时中断子程序编写
单片机开发中除必要的硬件外，同样离不开软件，我们写的汇编语言源程序要变为CPU可以执行的机器码有两种方法，一种是手工汇编，另一种是机器汇编，目前已极少使用手工汇编的方法了。机器汇编是通过汇编软件将源程序变为机器码，用于MCS-51单片机的汇编软件有早期的A51，随着单片机开发技术的不断发展，从普遍使用汇编语言到逐渐使用高级语言开发，单片机的开发软件也在不断发展，Keil软件是目前最流行开发MCS-51系列单片机的软件。Keil C51是美国Keil Software公司出品的51系列兼容单片机C语言软件开发系统，与汇编相比，C语言在功能上、结构性、可读性、可维护性上有明显的优势，因而易学易用。
4结语
本文提出并实现的步进电机均匀细分驱动器，最高细分达到64，能适应大多数中小微型步进电机的可变细分控制、较高细分步距角精度、及平滑运行等要求。细分驱动器的系统功能完善，大量新型元器件的采用，使所设计的驱动器具有体积小、细分精度高、运行功耗低、可靠性高、可维护性强等特点。系统软件功能丰富，通用性强，从而使控制系统更加灵活，具有很高的推广价值和广阔的应用前景。
参考文献
关键词：AM-OLED：驱动芯片：FPGA
1概述
AM-OLED显示驱动芯片是AM-OLED平板显示屏的关重件，具有重要经济价值。显示驱动芯片内部集成了行列驱动电路、图像SRAM、电荷泵、LDO、伽马校正和多种输入输出接口。内置图像SRAM最高可支持到WVGA分辨率，可显示16.77兆色的显示屏；片内的低功耗电源管理技术增强了手持设备的电池续航能力。该芯片具有高集成度、低成本、低功耗的特点，可运用于中小尺寸AM-OLED显示屏模块，包括智能手机、数码相机等电子产品。
本文通过分析AM-OLED驱动控制芯片的测试需求，并结合该芯片的多功能模块结构特点，提出了一种AM-OLED驱动芯片的测试电路设计方案。该方案对AM-OLED驱动控制芯片的各项指标测试非常有效。该文的研究成果已经应用于我们研发的AM-OLED驱动控制芯片彩屏手机中。
2需求分析
图1所示为AM-OLED驱动控制芯片的组成框图。GateDriver行驱动、Source Driver列驱动分别用来驱动AM-OLED的行和列。电源模块由三个电荷泵、两个LDO以及一个上电检测电源组成，用来向伽马校正、行驱动、列驱动以及SRAM模块提供所需要的驱动电压。内置SRAM用来存储需要显示的图像数据。OSC振荡器主要是作为片内时钟源，可以通过倍频、分频、调整占空比等方式，结合各需求模块的具体需求，产生高精度的时钟频率。数字控制模块由Command decoder和TCON模块组成，主要实现1）不同分辨率显示，2）不同显示模式显示，3）低功耗模式控制，4）不同控制和数据接口兼容5）行列驱动电路控制以及伽马校正，6）接口译码功能。使各模块能协调按序工作。
针对以上驱动芯片，需要对他的各项功能模块和整体性能进行有指标的测试，常用测试项目如下：
1）电源模块测试，测定芯片内基准、电荷泵、LDO等电源的电压、电流指标要求。
2）联动测试，包括上电，启动复位、省电、睡眠等各模式之间的切换。
3）动态电流和平均电流测试，用于统计芯片的平均功耗和瞬时功耗。
4）列驱动Source Driver输出固定电平测试、建立时间、DNL、INL、DVO测试。
5）通过SPI口对集成在芯片内的SRAM进行测试，测试基本的存储功能是否正确。
6）伽马电路测试，需要分步进行，先对其内部各个模拟电路进行测试，确定参考电压产生是否正确，然后再和列驱动连接进行联合测试。比对显示效果，可调整电压误差范围。
7）
数字控制模块的测试，主要在接口之间的兼容，可在线调试，寄存器可配等特点来提高芯片的可测试性。
3测试方案
针对以32AM-OLED驱动控制芯片的结构特点，下面给出了一种测试电路的设计方案。为了提高各个功能模块的可观测性和可控制性，以便全方位验证芯片的总体性能指标提供电路结构支持。图2是AM-OLED驱动控制芯片测试系统框图。主要有屏、驱动芯片、FPC软板、电源板、FPGA板组成。其中屏和驱动芯片以实际应用为出发点，在测试阶段已经焊接在一起，有了屏就可以直观显示有关行列的驱动和使能（排除屏上坏点），同时对于芯片的Gamma校正，色阶等可以直观显示，并且可以在线调试变化过程；然后屏和显示控制系统通过FPC软板连接，在软板上预留屏电压和控制信号测试点；电源模块实现屏上的行和列提供显示驱动电压，以及驱动芯片电源总输入；FPGA板是整个测试电路的控制核心，设计和存储一些特定的显示效果图像。
4具体电路
测试的电路结构是在上面所介绍的芯片结构的基础上，参考其测试需求而设计的，其重点是电源板和FPGA板，一个提供整个测试系统的电源流，为各功能模块提供充足的各种阈值的需求，同时预留测试点以监测驱动芯片的各项交直流参数指标。另一个是提供测试系统的控制和数据流，控制各个功能模块的动作，并且可以独立制作特定的显示数据，以验证驱动芯片的显示效果。
首先是电源板，如图3所示，系统的电源分四部分：第一部分是FPGA系统所需的多路电源管理VIN+5V，由TPS5450产生，第二部分，驱动芯片输入电压，由LDO降压后产生核电压和10电压VDDAB、VDDI；第三部分是AM-OLED需要的正负的高电压，ELVDD、ELVSS，都由TPS5450产生，TPS5450的特点是根据电感的接法不同，既可以产生正电压，也可以产生负电压，第四部分，电平转换电源所需电压通过TPS65131实现，其中AM-OLED的RGB行列供电的电源要在4.6V到6.5V之间可调，使用宽范围的电位器来灵活调节。
然后是FPGA控制板如图4所示，验证过程中使用的FPGA验证平台的核心控制器FPGA采用xinlinc公司spartan6系列的TQG144芯片，SPI FLASH选用W25Q32V，预留视频源扩展口，兼容sD卡视频播放模式，FPGA的调试接口和扩展接口使用40芯的柔性线路板实现，FPGA和AM-OLED屏之间通过60芯的FHl6系列连接器实现时序控制。在本设计中，使用Spartan6系列的TQG144芯片主要原因是它拥有逻辑单元多、片内存储容量大、低功耗、低价位等特点。接口种类齐全，便于实现多种视频数据格式间的转换。数字锁相环动态可配置，可以实现时钟的倍频、分频及相位锁定，为整个测试系统提供充足的时钟资源。另外FPGA得JTAG在线调试接口，为AM-OLED驱动控制芯片寄存器得配置提供了方便，并且支持多种显示格式和转换功能，为AM-OLED驱动控制芯片的各项功能验证提供了足够的资源。
关键词：电压比较器；运算放大器；阈值比较
1 前言
比较器是一种带有反相和同相两个输入端以及一个输出端的器件，该输出端的输出电压范围一般在供电的轨到轨之间，运算放大器亦是如此。
比较器具有低偏置电压、高增益和高共模抑制的特点。运算放大器亦是如此。
运算放大器有如此多相似之处，但我们却不能忽略他们的细微差别。
比较器拥有逻辑输出端，可显示两个输入端中哪个电位更高。如果其输出端可兼容TTL或CMOS，则比较器的输出始终为正负电源的轨之一，或者在两轨间进行快速变迁。比较器设计用于开环系统，用于驱动逻辑电路，用于高速工作，即使过载亦是如此。
运算放大器有一个模拟输出端，但输出电压不靠近两个供电轨，而是位于两者之间。这种器件设计用于各种闭环应用，来自输出端的反馈进入输入端。其偏置电流通常低于比较器，而且成本更低。运算放大器设计用于闭环系统，用于驱动简单的电阻性或电抗性负载，而且不能过载至饱和状态。
正是这些细微差别，比较器和运算放大器大多数时候会被区别对待，分别实现不同的功能。但若稍作改变，利用他们的相似之处，又可以解决一些实际问题。文章就运放OPA699同时作为运算放大器和电压比较器进行接收电路设计，讨论，并通过试验结果进行现象分析。
2 光电探测电路原理
如图1所示为光电探测电路原理图，光电探测器通过偏置电路将接收到的光脉冲信号转换为电压脉冲信号，输入到放大电路，经过一级放大和整形等操作，输入到信号处理单元。
图1 光电探测电路原理框图
3 电路各部分设计及功能实现
3.1 光电探测器及偏置电路设计
光电探测器将光信号转换为电信号，一般在设计中主要考虑响应度，响应时间，光谱响应范围等参数。此设计中采用普通的硅PIN光电二极管，反向偏置电压为5v，其在反偏电压下工作电路如图2：
图2 光电探测器及偏置电路
3.2 放大电路设计及功能实现
3.2.1 放大电路设计
经光电二极管接收、转换的信号，其幅度和信号比不足以满足信号处理的要求，为了得到足够的放大倍数和更高的信噪比，还需要进行信号的再放大。放大电路如图3所示：
放大电路放大经光电二极管光电转换之后的电信号，考虑到运算放大器的放大倍数基本由电阻决定，受温度影响较小，在放大电路中选取TI生产的电压反馈限幅运算放大器OPA699的组成所需的放大电路。OPA699的-3dB带宽为1000MHz，压摆率为1400v/？滋S，噪声为4.1nV/，是一款高速低噪声运算放大器，满足基本的脉冲信号的放大需求。
运算放大器是一种双电源器件，因而必须通过采用外部元件的某种偏置将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，对于给定电源电压，这种方法可实现最大输入和输出电压摆幅。也就是说，为了避免削波现象，需使输出电压偏置到电源电压的一半附近。但是若通过简单的分压器将同相引脚偏置到电源电压的一半，极易引入低频寄生振荡或其他形式的不稳定现象。
该放大电路采用同相比例运算电路，进行单电源固定增益的放大，增益系数由R30/R29决定，本设计中设定放大倍数为5。
本设计中通过电容C34在分压器的抽头点设置旁路，用以处理交流信号。电阻R26为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。在本电路中，采用R27和R28组成的分压器，该网络的-3dB带宽由R27、R28和C34构成，如设定R27/R28为2.4kHz/2.4kHz，C34电容值为0.1uF，则：
此设计对于1.33kHz以下的电源上存在的噪声信号可以抑制掉。对于电容C34，若取值足够大，能够对分压器电路通带带宽内所有频率起到旁路的功能。该网络设置有效法则是将极点设为-3dB输入带宽的十分之一。
3.2.2 放大电路功能实现情况
输入脉宽为10ns的激光脉冲信号后，放大电路输入信号和输出信号情况如图4所示。
由图4可以看到，此电路能正常实现信号放大的，完全起到了放大高速微弱信号的作用。
3.3 阈值比较电路及电路实现情况
3.3.1 阈值比较电路
本设计中，阈值比较电路通过电压反馈运算放大器OPA699作为电压比较器实现，具体电路设计如图5所示：
高输入阻抗运算放大器OPA699作为比较器亦通过单电源实现，R33和R35实现将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，R34则提供阈值电压参考值，根据实际需要，此处设置阈值为200mV。电阻R32为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。
3.3.2 阈值比较电路工作情况
窄脉冲激光信号经放大输出进入比较器，经阈值比较后输出TTL脉冲信号，通过判别前沿获取时间信息，放大电路输出和阈值比较电路输出的输出波形如图6所示：
由图6可以看到，实现阈值比较功能的运算放大器OPA699能够对脉宽为10ns的快速信号进行阈值判别，完全能够满足实际应用需要。
4 结束语
该电路中，单电源供电方式设计的放大电路有效解决了信号放大的问题，方便后续电路的处理；阈值比较电路能进一步得到足够放大倍数的信号，有效地去除噪声，提高信噪比，为后续进行信号处理提供了保证，也就是说，此类应用中，尤其对供电方式要求单一的应用中，将运算放大器用作比较器是一种可行的设计选择。
运算放大器不但有单运放封装，同时提供双运放或四运放型号，这类双核和四核型号比两个或四个独立运算器便宜，而且占用电路板面积更小，进一步节省了成本。另外，比较器专门针对干净快速的切换而设计，因此其直流参数往往赶不上许多运算放大器。因而，在要求低输入失调电压和低输入偏置电流等的应用中，将运算放大器用作比较器可能比较方便。
但是用作比较器的运算放大器没有负反馈，因此其开环增益非常高。跃变期间，哪怕是极少量的正反馈也可能激发振荡。反馈可能来自输出与同相输入之间的杂散电容，也可能来自共地阻抗中存在的输出电流。虽然通过设计布局降低杂散电容等方法进行补偿，但不稳定性的确是隐形存在的“不定时炸弹”。另外，将运算放大器用作比较器时，受饱和影响，其反应速度低于期望水平，如果高速非常重要，将运算放大器用作比较器可能达不到预期效果。
总之，文章提供了一种可行的光电探测电路的设计手段，在实际应用时，必须了解相关知识，以确保所选运算放大器能达到要求的性能。
参考文献
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作者简介 刘青峰 男，1982年出生，湖南冷水江人，硕士研究生。主要研究方向为微弱信号检测。
张流强 男，1969年出生，四川广安人，副教授，硕士研究生导师。主要研究方向为MEMS、MOEMS器件。
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关键字：MOSFET；软启动；防反接保护
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2015.2.018
聂剑（1980-），男，工程师，研究方向：电子技术、无线射频系统开发。
软启动与防反接保护电路对电子设备有很好的保护作用，由于消费电子客户存在多次开关机的应用场景和输入接反的可能性。但是由于成本与电路设计的复杂性，很多设计中只提供了一种保护电路。本文基于提供全面保护与降低成本、降低设计复杂性的角度，提出一种电路，整合了软启动与防反接保护功能，电路结构简单、占用面积小，以供读者参考。
1 软启动电路的作用
一般电路设计中都会使用较多的电容来储能、去耦合，在设备上电时会对这些电容进行充电，如果没有限流电路，冲击电流会较大，会导致设备工作异常，甚至损坏。软启动电路的目的是在设备上电初期限制冲击电流的大小，进入稳态后，软启电路的限流作用几乎消失，产生的损耗可以忽略不计。
2 软启动电路
常见的软启动有以下几种：
2.1 热敏电阻软启动电路
此方式的软启电路主要用在高电压低电流的电路中，比如：市电输入的设备中全桥整流后储能电容输入处经常采用此种保护电路。电路图见图1。
其中电阻R1采用负温度系数的热敏电阻，在冷态时电阻较大，当电路上电时，电流流过热敏电阻，热敏电阻起到限制电流的作用，其本身将会消耗一部分电能，转换为热能，随着工作的时间加长，其自身的温度升高，其电阻值将降低，损耗将降低。此电路的优点：电路简单、可靠性高，缺点：有一定的能量消耗。
2.2 继电器与电阻组成软启动电路
此方式在较早期的电路中应用较广泛，采用此方式的电路对功耗敏感或者工作电流较大，其电路图见图2。
其中开关经常使用继电器，继电器J1的导通电阻远小于电阻Rl。此电路中开关的控制需要外加控制信号，通常加一延时逻辑控制电路，当设备上电后，电容Cl通过Rl充电，Cl充满电后，继电器Jl闭合，工作电流主要流经继电器，电阻Rl被旁路，设备开始正常工作。此电路的优点：软启效果较好，能有效防止上电冲击；缺点：电路复杂，成本高，继电器闭合时，可能会出现电弧现象，影响继电器的寿命，对开关设备的次数、频率有限制。
2.3 利用增强型MOSFET设计软启动电路
利用MOSFET设计的软启动电路也比较常用，利用MOSFET的工作区域的变化、内阻的变化，达到限制冲击电流的效果。实际设计分为两种：一种为用N沟道MOSFET设计的软启动电路；另外一种为用P沟道MOSFET设计的软启动电路。下面分别介绍这两种电路。
2.3.1 用N沟道MOSFET设计的软启动电路
利用N沟道MOSFET设计的软启电路，电路图见图3。
工作原理：当输入上电时，由于C1的电压不能突变，输入电压通过Rl对Cl进行充电，充电时间由Rl与Cl共同决定，最终Cl电压达到R2上的分压。Cl上的电压也即是Ql的栅极源极之间（N沟道MOSFET的导通条件为栅极电压高于源极电压）的电压，电压是从零开始，Ql的工作状态也即是从截止区到恒阻区，再从恒阻区到饱和区，在恒阻区时能起到很好的软启动作用，最终的饱和区导通电阻很小，其耗散功率可以忽略。利用N沟道MOSFET做软启动比较常见，N沟道MOSFET的价格较便宜，此电路的输入与输出的参考地不同（相差很小），实际应用中需要注意。
2.3.2 用P沟道MOSFET设计的软启动电路
利用P沟道MOSFET设计的软启电路，电路图见图4。
工作原理：当输入上电时，由于Cl的电压不能突变，输入电压通过R2对Cl进行充电，充电时间由R2与Cl共同决定，最终Cl电压达到Rl上的分压。Cl上的电压也即是Ql的栅极源极之间（P沟道MOSFET的导通条件为栅极电压低于源极电压）的电压，电压是从零开始，Ql的工作状态也即是从截止区到恒阻区，再从恒阻区到饱和区，在恒阻区时能起到很好的软启动作用，最终的饱和区的导通电阻很小，其耗散功率可以忽略。利用P沟道MOSFET设计的软启动电路，输入输出的参考地相同，相同性能的P沟道MOSFET相对N沟道的MOSFET的价格稍高。
3 防反接电路的作用
由于直流电输入是有极性的，如果用户将电源极性接反时，可能会损坏设备。故在多数的直流输入设备中，均会设计防反接保护电路。
4 防反接电路
常见防反接电路有以下几种：
4.1 二极管防反接保护
二极管防反接电路有以下两种：
4.1.1 单二极管防反接保护电路
此方式的防反接电路应用较广泛，利用二极管单向导通的特性来防反接。主要是在高电压、低电流的电路中，电路图见图5。
此处使用的二极管D1可以是普通的二极管，但结电压一般在0.7伏左右。如果对效率较敏感，可以使用肖特基二极管，其结电压一般在0.3伏左右，但是价格稍高。此电路的优点是电路极其简单、可靠性高，缺点是耗散功率较大。
4.1.2. 二极管桥防反接保护电路
此方式是从二极管防反接电路演变而来的，电路图见图6。
此电路中利用二极管构成二极管桥堆，输入电压极性无论如何变化，输出电压的极性保持不变，即便是输入电压极性接反，设备也能正常工作。从工作原理看，相当于电源输入的两个极性上均接有防反接二极管，故其比单个二极管防反接电路的效率低，成本稍高。需要注意输入输出的参考地不相同。
4.2 MOSFET防反接保护电路
利用MOSFET设计防反接保护，也分为P沟道与N沟道两种，下面分别介绍：
4.2.1 N沟道MOSFET防反接电路
利用N沟道MOSFET设计的防反接保护电路，电路图见图7。
当输入电压正常接入时，电流从输入正极流入，流经电阻Rl、R2，经过Ql的体二极管流回输入端。Ql栅极源极之间电压即为电阻R2上的分压，选择适当的Rl、R2值，满足Ql饱和导通。当输入电压极性接反时，Ql的体二极管反向截止，由于没有电流回路，栅极源极之间电压无偏置电压，Q1不能导通，输出端无电压输出，设备不工作。需要注意两点：Ql的体二极管参与电阻Rl、R2的分压；输入输出的参考地不相同。
4.2.2 P沟道MOSFET防反接电路
利用P沟道MOSFET设计的防反接保护电路，电路图见图8。
当输入电压正常接入时，电流从输入正极流入，流经Q体二极管，经过R1、R2流回输入端。Ql上栅极源极之间电压即为Rl的分压，选择适当的Rl、R2值，Ql最终工作在饱和状态。当输入极性接反时，由于Ql的体二极管截止，无电流回路，栅极源极之间电压无电压偏置，Ql不能导通。需要注意，Ql的体二极管参与电阻Rl、R2的分压。
5 一种软启动与防反接电路
实际应用中经常需要同时使用软启动与防反接保护，可以考虑将两种保护电路整合在一起，下面给出一种整合方式供大家参考，分为N沟道MOSFET与P沟道MOSFET两种。
5.1 N沟道MOSFET整合
N沟道MOSFET整合后的软启动与防反接保护电路，电路图见图9。
当输入电压正常接入时，偏置部分电流经过Rl、R2，通过Q2的体二极管回到输入端，R2上的分压即为Ql、Q2的栅极源极间电压，由于C1的作用，栅极源极之间的电压从零开始逐渐升高，Ql、Q2缓慢地进入饱和区，起到软启动的作用。当输入电压反接时，由于Q2的体二极管反向截止，无偏置电流回路，电路不工作，起到防反接保护的作用。可以看出Q2起到防反接保护的作用，Ql起到软启动的作用。需要注意：输入、输出参考地不相同。
实际中Ql、Q2可被封装在一起，市面上有较多此类芯片，例如IRL6372PbF，其饱和导通电阻在179mΩ，其上消耗的功率可以忽略。
5.2 P沟道MOSFET整合
P沟道MOSFET整合后的软启动与防反接保护电路，电路图见图10。
当输入电压正常接入时，偏置部分电流经过Q2的体二极管，流经Rl、R2回到输入端，Rl上的分压即为Ql、Q2的栅极源极间电压，由于Cl的作用，栅极源极之间的电压从零开始逐渐降低，Ql、Q2缓慢地进入饱和区，起到软启动的作用。当输入电压反接时，由于Q2的体二极管反向截止，无偏置电流回路，电路不工作，起到防反接保护的作用。可以看出Q2起到防反接保护的作用，Ql起到软启动的作用。
实际中Ql、Q2可被封装在一起，市面上有较多此类芯片，比如IRF9358PbF，其饱和导通电阻在23.8mΩ，其上消耗的功率可以忽略。
上面两种保护电路，从输入输出来看，实际上是完全对称的电路结构，故也可以从输出端输入电压，然后从原输入端输出电压，同时具有同样的保护功能。在应用中需要注意，如果输出端有电池作为负载，可能会出现电池的电压倒灌至输入端，需要考虑对输入端的影响。如果需要实现单向的输入，可以对电路进行修改，下面以双P沟道MOSFET为例进行说明，电路图见图11。
在双P沟道MOSFET的电路基础上增加一个N沟道的MOSFET作为方向控制，当控制信号来自输入端，则电流方向即为从输入流向输出端，即便是输出有类似电池的负载，电压也不会倒灌至输入端。此电路已在多个产品设计中应用，取得很好的保护效果。
关键词：KU波段低噪声放大器；设计；理论；仿真
中图分类号： S611 文献标识码： A
一、低噪声扩大器设计理论
（一）低噪声扩大器的电路构造
低噪声扩大器通常由扩大器材、输入输出匹配网络、级间匹配网络和直流偏置电路等有些构成。低噪声扩大器的电路构造方式有平衡式和非平衡式两种。这篇文章选用有反应的非平衡式扩大器。相对于平衡式扩大器，其主要长处是构造简略紧凑、本钱更低，在取得低噪声功能的同时也可取得较高的增益，且能在较宽的频率范围内取得平整的增益特性
（二）低噪声扩大器的性能指标
微波低噪声扩大器的主要指标有：作业频带、稳定性、噪声系数、增益、驻波系数以及增益平整度等。其间噪声系数和增益对全部体系的影响较大。
1、稳定性
通常将扩大器分为肯定稳定和潜在不稳定两大类。假如负载阻抗和源阻抗能够恣意挑选，扩大器都能稳定地作业，则称为肯定稳定或无条件稳定；假如负载阻抗和能源阻抗不能随意意挑选，只有在一定范围内取值扩大器才干稳定作业，称为潜在不稳定或有条件稳定。肯定稳定的充要条件为：
2、噪声系数
噪声系数的定义是输入端信噪比与输出端信噪比的比值。信号经过放大器以后，因为放大器发生噪声，使信噪比变坏，信噪比降低的倍数即是噪声系数。在计算多级放大器的噪声功能时，主要考虑的是系统总的噪声系数。级联二端口网络噪声系数的计算公式为：
由上式可知，当最高级网络的增益足够大时，最高级网络的噪声系数F1对体系的总噪声系数Ftot起决定作用。因而，要降低放大器的噪声系数，除了要挑选噪声系数小的晶体管以外，还要将放大器的输入网络设计成最好噪声匹配状况。
3、增益
微波低噪声放大器的增益是微波晶体管的S参数、源阻抗Zs、负载阻抗ZL、二极管的直流偏置和作业频率的函数。微波放大器的功率增益有多种界说，比如：实践功率增益、变换功率增益和资用功率增益。对于实践的低噪声放大器，功率增益通常是指信源阻抗和负载阻抗都是5Ω状况下实测的增益。
4、驻波系数
低噪声放大器的输入输出驻波比表征了其输入输出回路的匹配状况。在设计低噪声放大器的匹配电路时，为了取得最小噪声，输入匹配网络设
计为挨近最好噪声匹配网络而不是最好功率匹配网络，而输出匹配网络通常是依照最大增益设计。所以，低噪声放大器的输入输出端老是存在
某种失配。假如失配超越必定极限就会导致损耗添加，电路不稳，故需要对驻波比进行优化。输入输出端口的匹配程度，决定了端口对输入输出信号的反射状况，匹配越好，信号的反射越小。
（三）低噪声放大器的设计过程
低噪声放大器的设计过程通常包含以下五个过程：
1、器材和模型挑选。
2、电路方式挑选。
3、稳定性设计。
4、直流偏置电路设计。
5、匹配电路优化设计。
二、低噪声放大器的设计与仿真
（一）器件及电路结构选择
1、器材与构造
LNA构造形式主要有单端式、负阻反射型、平衡式等三种，单端式LNA的长处是本钱低，但匹配、调试都很艰难，整机功能通常，通常用在对放大器的功能需求不高的体系中；负阻反射型LNA主要用于作业频率高，电路损耗大，单级增益低的体系中，随着技能的开展，这种构造现在用的越来越少；平衡式LNA具有杰出的匹配，易于完成单级标准化，具有杰出的匹配、噪声特性、相位特性和动态规模，端口驻波比较低，易于供给恣意级级联。缺陷是电路复杂，使明晶体管较多，本钱较高，通常用于对LNA功能需求高的体系，与GaAsMESFET比较，HEMT具有更高的电子迁移率、截止频率和更大的跨导，在低噪声使用方面具有无与伦比的优越性。依据设计目标需求，挑选Fujitsu公司的FHX04XHEMT芯片，该芯片具有0.25μm栅长，200栅宽，在12GH、VDS=2V、IDS=10mA，
单级增益可达到10.5dB，同时具有0.75dB的噪声系
数。根据指标要求，本文采用图1所示的平衡式方案，其中的3dB耦合器采用Lange耦合结构，根据增益要求，平衡结构的每一支路采用两级芯片串联。输入输出及级间用微带结构匹配，以电阻电容元件实现偏置、笔直电路。电路基板厚度为0.5mm，介电常数9.6。
图1平衡放大器的结构框图
（二）直流偏置设计
根据芯片参数，选择直流工作点为Idss=10mA，Vgs=-05mV。微带电路中偏压电路的设计原则如下：
1、反射小，即对主传输线的附加驻波要小。
2、引入噪声小，即要求在有高频能量传输的网络中，尽量使用无耗网络，特别是放大器的第一级，如果实在不能避免则必须要加滤波网络来减小附加噪声的引入。
3、附加损耗小，即要求在频带内呈现纯电阻要小，使能量尽可能的沿主线传输到负载，但能耗网络的引入可以改善系统的驻波，因此可以根据具体的设计需要进行取舍。
4、高频能量泄漏小，即要有一定的频率选择性，不能使频带内的高频能量沿馈电泄漏出去，而使放大器的增益和输出功率降低。
据此，应用高低阻抗和扇形短截线做成偏置网络，减少微波信号对直流电路的影响。
（三）偏置电路的设计
偏置电路是扩大电路的重要组成部分，挑选适宜的偏置网络也是电路设计的重要部分。直流偏置电路设计的目的是挑选适宜的静态作业点，使之能依据应用需要，表现有源器材的功能，而且维持电压、电流、温度满足动态规模的安稳作业。依据VMMK-1225管的数据手册，在Vds=1.5V，Ids=40mA的偏置条件下，Vgs=0.8633V。因而能够选用单极性无源偏置网络，在管子的漏极和栅极加偏置，源极为直流接地状况，选用常用的电阻自偏压构造为晶体管供给相应的直流电压和电流，偏置电路如图1所示。
图1LNA偏置电路
（四）稳定性设计
只有在微波管处于安稳的情况下才干进行匹配电路的计划，改进晶体管安稳性变成其重要条件，改进方法主要有以下几种：
1、负反应，能够在源极串联电阻后接地，构成负反应，使电路处于安稳状况，在实践电路中，反应元件常用微带线来构成。
2、采用铁氧体隔离器，能够起到极好的安稳效果，隔离器的衰减对噪声功能有必定的影响。
3、安稳衰减器，能够在漏极串联电阻或Π型阻性衰减器，一般接在低噪声放大器末级或末前级输出口。
4、当放大器频带外增益呈现不易消除的增益尖峰时，比如在工作频带外的低端，能够运用低端增益衰减网络。本文选择在源极串接微带负反应电路的方法改进管芯的安稳性。在源极串联短路微带线，构成
负反应，通过重复调试断定微带线参数，确保电路处于安稳状况。图2给出了改进后安稳系数的仿真成果，能够看出全部频带内安稳系数大于1，在全部频带内无条件安稳。
偏置电路是扩大电路的重要组成部分，选择适合的偏置网络也是电路计划的重要部分。直流偏置电路计划的意图是选择适合的静态工作点，使之能依据运用需要，体现有源器件的功能，并且坚持电压、电流、温度满意动态规模的安稳工作。
图2LNA的稳定系数
（五）输入输出匹配设计
1、最小噪声的输入匹配设计
依据噪声理论，低噪声放大器的噪声系数主要由最高级放大器决议，因而最高级输入端需要用最小噪声匹配。输入端匹配网络的使命，归结起来是把晶体管出现的复数阻抗变换为信源实数阻抗（即50Ω电阻性的源阻抗）。匹配电路输出端的视入阻抗应等于最好噪声源阻抗，如此使放大器取得最好噪声。本文中仿真环境的温度为16.85℃，依据上述理论，取得最高级放大器的输入匹配电路、噪声系数以及输入驻波比，如图3所示。
图3LNA的偷入匹配电路、噪声系数和偷入驻波比
2、最大增益的输出匹配设计
依据最大增益原则，输出匹配网络的意图是把晶体管输出复阻抗匹配到实数阻抗50Ω。图4为最高级放大器的输出匹配电路、增益以及输出驻波比图。
图4 LNA的偷出匹配电路、增益和偷出驻波比
综合运用上述设计方法，设计了第一级LNA，其性能参数为：在中心频率12.1GHz下，噪声系数为0.2dB，增益为16.006dB，增益平坦度小于0.5dB，输入驻波比为1.087，输出驻波比为1.178。其性能良好。
结束语：
此文章使用ADS仿真工具，设计了一个Ku波段的平衡式HEMT低噪声放大器，并对放大器的各项功能指标进行了仿真，容差剖析标明本设计满意了设计出产的需求，一起平衡和单端构造的仿真对比证实：在相同的噪声指标下，前者比后者更易满意输入输出驻波比的需求，更高的动态接收规模，以及具有较高的稳定性。别的当平衡构造一个臂的晶体管损坏时，平衡放大器仍有输出，但功率增益降低了6dB，因而可靠性比单端式放大器高，适用于对LNA功能需求高的体系。
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中图分类号：TN432 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2015）44-0267-02
一、引言
随着砷化镓集成电路工艺的技术革新，尤其是新型的E/D PHEMT工艺平台的出现和成熟，使得多种器件可以在同一个标准工艺平台上被加工出来，0.5um线条的E/D PHEMT砷化镓材料技术及工艺可将增强型和耗尽型器件集成在同一个晶圆上，可将多种不同功能的电路集成到在一颗芯片上，这也是目前射频前端简化设计的主流趋势。
二、电路设计
该芯片应用于满足802.11 b/g/n标准的无线局域网，用于无线射频信号的收发[1]，该芯片内部电路主要包含SP3T开关、2.4～2.5GHz低噪声放大器、SPST旁路开关和用于驱动低噪放和开关的逻辑转换电路。
2.1 射频开关设计
在本电路中，射频开关部分的主要作用是切换射频支路并隔离各个通道干扰，本芯片中的开关电路主要有两部分，一部分是切换RX、TX、BT到天线ANT支路的SP3T开关，另外一部分是用于旁路LNA的SPST开关。由于本电路的核心指标为接收通道的噪声系数和发射通道的功率容量，因此插损和功率处理能力指标是开关电路中FET管尺寸优化选择的主要依据。
在确定选择双栅结构的器件基础上，再根据插损指标和饱和电流优化器件尺寸，0.5um栅长的D-FET饱和电流约为230mA/mm，按照电流有效值和特性阻抗乘积约等于有效功率的计算方法，1mm以上的器件可以满足28dBm左右的功率处理能力要求，然后根据foundry提供的砷化镓双栅结构场效应管两端口等效开关模型来仿真插损指标。
2.2 低噪声放大器设计
用于接收支路最前级的低噪声放大器是影响接收信号灵敏度的最关键元器件，本设计中，接收支路的低噪声放大器的设计决定了整个电路的噪声系数和增益，为了使用方便，低噪放的前后级匹配电路全部在片上实现，且本工艺平台中E-mode PHEMT器件具有正向开启电压的特点，有利于单电源工作，因此选用E-mode器件作为低噪放的核心有源器件。
由于设计要求所有匹配电路都集成在片上，因此整个芯片的布局较为紧凑。如果选用片上平面螺旋电感，在该频段，电感所占面积较大，损耗较大，影响噪声系数性能，因此，最终选用体电阻作为栅极偏置电路元件，并根据晶体管尺寸大小和电路进一步优化选择合适的阻值，以同时达到扼流和选择工作点的作用，经过ADS仿真，电阻值选择4.5K欧姆左右，栅极工作点在+0.4V，工作电流约为15mA。
此外，在低噪声有源偏置电路设计中考虑了一个温度补偿作用，如下图1所示，Q1和Q2组合成标准的电流镜电路，R1电阻分压起负反馈作用，为低噪声放大器提供稳定的Vgs。由于有源偏置电路的晶体管和低噪声放大器的晶体管有相同的加工工艺与过程，因此具有相类似的温度特性，这就使得温度变化时电流镜电路 Vbias和 Vgs 能够互相制约[2]。
2.3 逻辑电路设计
驱动电路部分采用的是经典的DCFL式逻辑电路，这种电路其中具有构成器件少、级间可直接耦合、单一电源工作以及功耗低等优点[3]，可降低砷化镓逻辑电路规模。
倒相器的上升时间和下降时间由负载管和驱动管的电流能力来决定，也即是由两个管子的宽长比来决定，这样，通过计算不同宽长比时的上升下降时间，就可以得到满足设计要求所需的器件尺寸。本电路中实际设计的逻辑电路包含倒相电路和一个三输入与门的功能，如下图2所示。
在驱动电路设计中，选择适当的电阻和倒相电路有源器件尺寸的比例关系，可以优化控制电平的高低门限。本设计中，在保证承受发射功率所需工作电压的前提下，电路可满足0/2.8V-3.3V驱动信号标准。
三、封装及测试结果
针对该芯片的主要用途在于WIFI无线传输系统中的收发终端设备中，设计人员开发了适用于该芯片管脚功能的QFN1.5mmX1.5mm-12L的小尺寸塑封形式，根据管脚定义，合理的分配了Leadframe支架结构，在使得芯片内部良好接地的同时，又保证了芯片封装尺寸的余量，同时开发了弹簧接触式测试夹具，可做到进行无损伤外观测试。
小信号主要性能如下表1所示：
四、结论
采用0.5um线条的砷化镓PHEMT E/D-mode工艺设计的2.4GHz WIFI用接收前端集成电路，具有增益高、噪声低、发射损耗小、功耗低等优点。在2.2-2.6GHz工作频率范围内，增益大于12.5dB，噪声系数小于2dB，输入输出电压驻波比小于2：1，发射通道和蓝牙通道插损小于0.7dB，发射通道和蓝牙通道功率容量大于+28dBm，并集成驱动器和匹配电路，使用方便，适用于满足802.11 b/g/n协议下的2.4GHz WIFI无线传输系统。
参考文献
[1] RTC6627，Highly integrated，Receive Path Front End Module， Data Sheet，RichWave.
【关键词】电压比较器 高增益 低功耗 失调电压
模拟集成电路中比较器是一个基本模块，广泛应用于模拟信号到数字信号的转换。在A/D转换器中，电压比较器的增益，带宽，功耗，失调电压的特性严重影响整个转换器的转换速度和精度，传统的电压比较器采用多级结构，使用输入失调存储技术（IOS）和输出失调存储技术（OOS）对失调电压进行消除，增加了电路结构的复杂度和功耗，芯片面积也越来越大。但随着应用速度越来越高，功耗要求越来越低，IOS和OOS要求放大器有足够高的增益和带宽，这些因素对于其发展有一定的制约作用。
本文设计的电压比较器电路结构简单，采用了两级放大结构，前级放大采用差分放大电路，利用差分电路抑制共模信号的干扰，提高了共模抑制比，减少了信号中噪声的干扰，第二级放大采用共源共栅电路对失调电压进行了很好的控制，使电路的失调电压达到150μV，输出级采用推挽输出电路提升了输出的驱动能力，整个比较器的功耗非常低，芯片整个面积仅为29.56μm×25.68μm。该比较器设计主要用于高精度时间测量芯片中，通过比较器产生一个低延时的门控信号，对于整个时间测量电路达到一个精准的控制。通过仿真结果得知，该电压比较器满足应用需求。
1 电压比较器结构
如图1所示为CMOS电压比较器原理图，该比较器由偏置电路、差分放大器、共源放大器和推挽级输出电路组成。其中，M1管和M2管组成偏置电压电路，为差分放大器和共源放大器提供偏置电压。通过调节M1管和M2管的宽长比，让差分放大器和共源放大器得到合适的工作电流，合理设计差分放大器和共源放大器，主要考虑输入失调电压、输入共模范围、输出信号的增益和带宽的影响，设计出一个性能最优的比较器电路。M10管和M11管组成一个推挽输出级电路，提升输出信号的驱动能力，为了能更好的和其它电路进行协同工作。
该电压比较器的工作原理如下：是同相输入端，是反相输入端。当输入电压高于时，M3管导通，，M3管和M7管的电流相同，M8管又与M7管为镜像电流关系，M8管导通，使，b点为高电平，c点为低电平，Vo输出高电平。当输入电压低于Vb时，，因此，M4管导通阻抗低，b点为低电平，导致M9管导通，c点为高电平，Vo输出为低电平。
1.1 偏置电压电路设计
M1管和M2管组成偏置电路提供M5管和M6管的栅极电位。偏置电路采用PMOS管和NMOS管栅漏极相连，两管子均工作于饱和区，为差分放大器和共源放大器提供恒定的电流源。因此，
1.2 差分放大器的设计
差分放大电路的作用有两个：首先对输入信号进行放大，这样就可以对比较级电路的比较时间进行降低，同时把总体延时降到最低；其次是对输入信号差值进行放大，这样就可以把失调电压对整个电路的影响降到最低。高带宽在高速比较器中是一个重要影响因素，高的带宽可以使整个电路的比较时间减少，从而对于比较器的速度进行提高。
负向共模输入电压决定了差分输入对管。负向共模输入电压取决于M5管进入饱和区的条件。负向共模输入电压为。
M3管、M4管和M5都工作在饱和区，三个管子的阈值电压相等。
考虑到负向共模范围低和电压增益高的要求，取=1.2V ，由式（7）可以得到M3管的宽长比。
M3管和M4管是完全对称的输入对管，所以可以得到。
有源负载对管M7和M8由正向共模输入电压决定，正向共模输入电压取决于M3管进入饱和区的条件，则得到：
设计共模输入电压=3V，。I0为差分放大器的工作电流。由式（8）可以得到M7管的宽长比。M8管和M7为对称有源负载对管，所以得到。
差分放大器的放大倍数为：
1.3 共源放大器的设计
共源放大器由M6管和M9管组成，M6管为有源负载，M6管与M2管为镜像电流关系，已经确定M6管的宽长比，M9的设计主要考虑共源放大器的放大倍数和输入失调电压的影响。为了减少输入失调电压对共源放大器的影响。差分放大器和共源放大器应满足式（10）比例关系：
由式（11）知共源放大器的放大倍数与工作电流成反比，由于M6管和M9管的输出阻抗与成反比。放大倍数还与沟道长度调制效应有很大关系，沟道长度越大，沟道调制效应越小，和越小，MOS管的输出阻抗越大，放大倍数就越大。还可以通过调节输入管M9的宽长比提高电压增益。
1.4 推挽输出级的设计
输出缓冲级是CMOS倒相器，它是为提升输出的驱动能力、降低输出的上升时间和下降时间而设立的，因此，该级的驱动电流设置较大，输出的上升时间和下降时间对称。推挽输出级由M10管和M11管构成，两管均工作在线性区。
2 电路仿真
该电路是在TSMC 0.18μm CMOS工艺下，电源电压为3.3V，利用Cadence公司的Spectre仿真器进行仿真。仿真条件为tt工艺角，温度为27℃。如2所示为电压比较器的瞬态仿真，同相输入端加入一个频率为10MHZ，幅度为800mV的正弦信号，反相输入端加入一个2.1V的直流信号，输出端得到一个方波信号。电压比较器的下降沿时间为754ps，上升沿时间为913ps。
图3为电压比较器的交流仿真结果，由图中可以看出比较器的增益为92.123dB，带宽为10MHz，相位浴度为53deg。
在同向输入端设置输入电压为变量Vin，反向输入端输入电压2.1V，Vin的输入变化范围为0―3.3V，通过直流仿真得到输出信号与Vin的变化关系，得到了电压比较器的传输特性曲线如图4所示，从图中可以看出，实际电压跳变转换点和理论转换点电压值有一定的误差，输出电压跳变需要一个过渡区间。
功耗在电压比较器的电路设计中是一个重要因素，近几年集成电路的工艺尺寸向纳米级的不断发展，电源供电电压越来越小，对于电路的功耗要求越来越高。整个电路功耗主要包括静态功耗和动态功耗。动态功耗不仅取决于负载还与工作频率，电源电压，集成度和输出电平有关。静态功耗等于电源电压和工作电流的乘积。图5为比较器工作电流仿真曲线图，可以看出，电压比较器工作时平均电流为87.5μA，电源电压为3.3V，得到比较器的功耗为0.289mW。
表1为本文和别人设计的电压比较器进行的一些性能对比，从表中可以看出在带宽、功耗和失调电压与文献（8）和（9）差不多的情况下，其增益明显高于对方，对于在时间测量系统中，其开始和结束信号的判断有很大的作用，满足了预期的设计目标。
3 版图设计
版图设计如图6所示，比较器中有差分电路，为了保证差分对的完全匹配，采用了共质心对称结构，图3中的差分对管M3、M4版图对应左下角部分，差分对管M7、M8版图对应左上角部分，偏置电路和输出缓冲级电路利用了叉指结构匹配。版图的总共面积为29.56μm×25.68μm。Vin+和Vin-为比较器的同向和反向输入，out为输出端。
4 结论
本文基于TSMC 0.18μm CMOS工艺设计的电压比较器具有高的增益，低失调电压，低功耗，结构简单等特点。该比较器采用两级放大，第一级采用差分放大器减少了输入的失调电压，提高了输入的共模范围，第二级采用共源放大器得到了高的电压增益，输出级采用CMOS倒相器结构简单，提高了输出的驱动能力、减少了输出波形的上升沿和下降沿的时间。从仿真结果看，该电压比较器达到了预期的效果，可用于A/D转换器、编译码器、高精度测时电路中。
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作者简介
苟欣（1991-），男，陕西省汉中市人。现为宁波大学信息科学与工程学院硕士研究生在读。研究方向为集成电路设计。
杨鸣（1963-），男，浙江省宁波市人。现为宁波大学信息科学与工程学院研究员，主要从事光机电一体化和高分辨率自动显微镜方面的研究。